Astronomie

Besoin d'un amplificateur et d'un filtre pour un radiotélescope de 21 cm à antenne cornet ?

Besoin d'un amplificateur et d'un filtre pour un radiotélescope de 21 cm à antenne cornet ?


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Nous étudions la possibilité de construire une antenne cornet à petit budget pour détecter le rayonnement de la raie de l'hydrogène de 21 cm (~1420 MHz) et éventuellement mesurer son spectre.

Quels sont les types de paramètres et de spécifications que nous devrions rechercher dans un amplificateur et un filtre qui seraient connectés au dipôle d'entrée à l'extrémité du pavillon ?


CHAPITRE 4 - Antennes de radiotélescopes

Le radiotélescope est l'instrument de base utilisé par les radioastronomes pour l'observation et l'étude des ondes radiofréquences d'origine extraterrestre. Les ondes radio extraterrestres ont été découvertes en 1932, ce qui a ouvert la voie à un nouveau moyen d'explorer l'univers. Un radiotélescope se compose d'un système d'antenne, d'un système de réception radio très sensible et d'un équipement d'enregistrement de sortie. Le radiotélescope est analogue à un télescope optique. Son antenne, comme l'objectif optique ou le miroir, sert à capter les signaux radio célestes et à les concentrer sur le récepteur. Le récepteur-enregistreur amplifie, détecte et enregistre les signaux et agit comme la plaque photographique ou l'œil. Les ondes radio d'une source radio sont focalisées par une antenne parabolique vers un point focal pour la détection. Lorsque le faisceau de l'antenne balaie le ciel, le rayonnement qu'il intercepte est détecté et amplifié par le récepteur et enregistré au stylo sur une carte papier en mouvement. La présence d'une source radio est notée en bosse sur le profil enregistré. Si la source radio est une source ponctuelle, la signature sur l'enregistrement est une mesure directe du diagramme d'antenne.


Besoin d'un amplificateur et d'un filtre pour un radiotélescope de 21 cm à antenne cornet ? - Astronomie

Notes techniques de la division électronique

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Numéro de mémo Titre Auteurs) Date
96 Programme d'analyse d'échelle -- Addendum, R. Norrod, 1/14/82 R. Norrod 05/28/81
97 Programmes de mesure et d'étalonnage de la température du bruit du récepteur J. Coe 08/11/81
98 Mesures de bruit sur récepteur 18 cm reconditionné R. Norrod 09/10/81
99 Statut Q-Band Maser R. Norrod 02/23/81
100 Perte du guide d'onde en acier inoxydable plaqué à 100 GHz C. Coates 01/22/79
101 Comparaison de trois étalons d'azote liquide S. Weinreb 09/11/81
102 Paramètres optimaux des jonctions SIS pour les applications de mélangeur L. D'Addario 10/16/81
103 Contre-la-montre sur micro-ordinateur R. Fisher 12/24/81
104 Description du fil cryogénique S. Weinreb 01/06/82
105 Modification du matériel du récepteur Digital Continuum D. Schiebel 01/06/82
106 Mesures de la température et de l'étalonnage du récepteur pour une boîte Cassegrain de 140 pieds C. Brockway 01/21/82
107 Exigences de bande passante du Clipper R. Mauzy 03/19/82
108 Intermodulation RFI dans les systèmes de réception W. Brundage 03/31/82
109 Schéma fonctionnel des traceurs HP 9825 et 9862 J. Coe 04/08/82
110 Tests d'un amplificateur GASFET 432 MHz S. Weinreb, R. Harris 06/28/82
111 Étalonnage des sources de bruit HP 346B à 1,3 et 1,7 GHz S. Weinreb 07/02/82
112 Convertisseur de polarisation à palettes C. Brockway 07/28/82
113 Utilisation d'Apple II pour la sortie graphique de VAX FARANT S. Keller 08/03/82
114 Routine VAX FARANT SPLOT révisée -- Apple II R. Norrod 09/27/82
115 Utilisation du programme de conception de micro-ondes BAX-ll FARANT pour GreenBank R. Norrod 09/27/82
116 Table de tour pour le programme APPLESOFT R. Norrod 03/16/83
117 Réflecteurs pour séparateur de polarisation de 140 pieds R. Fisher 04/28/83
118 Tests d'étanchéité de divers polymères R. Norrod 10/28/83
119 Mesures de l'atténuation atmosphérique R. Howard 01/11/83
120 Flash ADC Temps d'ouverture Coefficient de température R. Lacasse 02/02/84
121 Programme de calcul de la distribution du champ du plan focal à partir du modèle d'antenne en champ lointain R. Fisher 07/26/84
122 Réflecteur ellipsoïdal pour la bande C se nourrit du télescope de 140 pieds (avec séparateur de polarisation) S. Srikanth 08/02/84
123 Programme d'optique physique du JPL sur l'ordinateur MASSCOMP MC500 de Green Bank S. Srikanth 08/17/84
124 Farant 3.0 sur l'ordinateur HP9816 J. Granlund 11/06/84
125 Eccofoam comme fenêtre à vide de guide d'ondes Dewar R. Bradley, R. Norrod 12/20/84
126 Lignes de base Cassegrain de 140 pi C. Brockway 12/28/84
127 Calculs d'impédance microruban J. Coe 01/10/85
128 300-1000 MHz Récepteur Flux J. Coe, W. Shank 01/22/85
129 Effets de la température sur les sources de bruit T. Dunbrac 02/22/85
130 Mesures de précision sur l'atténuateur Weinschel modèle 3200-1 A. Keckler 03/20/85
131 Absorption d'humidité par le matériau diélectrique Eccofoam : addenda à l'EDTN 125 R. Bradley 04/30/85
132 SPICE : un programme de simulation de circuit généralisé en cours d'exécution sur le GB Lab Masscomp R. Bradley 06/20/85
133 Un programme de test de récepteur utilisant le Digital Continuum ReceiverDate J. Coe 12/02/85
134 Corne scalaire à petite ouverture comme alimentation pour le récepteur à 7 alimentations et 6 cm du télescope de 300 pieds S. Srikanth 01/22/86
135 Vibration Signature CTI Modèle 22 Réfrigérateurs cryogéniques S. Weinreb 02/12/86
136 Fonction de corrélation pour alimenter les transformations du spectre S. Weinreb 03/04/86
137 Corrections de déclinaison pour le télescope de 300 pieds J. Condon 12/10/86
138 Pointage de la déclinaison du télescope de 300 pieds H. Payne 12/10/86
139 En savoir plus sur le pointage de la déclinaison du télescope de 300 pieds H. Payne 03/04/87
140 État du récepteur de flux de matrice J. Coe 03/12/87
141 Test d'épuisement de la diode sans moustache D. Garfield (UVA) 06/01/87
142 Mesures de la température du bruit du récepteur à 7 alimentations de 6 cm effectuées à la portée de 140 pieds G. Behrens 07/06/87
143 Routine AutoLISP "pltfun" J. Coe 09/16/87
144 Paramètres V F pour les backends Continuum J. Agneau 04/05/88
145 Farant 5.0 sur les ordinateurs HP-320 et HP-9816 J. Granlund 05/05/88
146 Tests cryogéniques des amplificateurs MMIC M. Balister, R. Harris 06/13/88
147 Évaluation de l'EDM pour la fabrication de petits guides d'ondes A.R. Kerr, J.W. Lamb, N.J. Bailey,
M. Crawford, N. Horner
07/05/88
148 Programmes d'analyse des séparateurs de faisceaux à grille filaire et du diplexeur Mach-Zehnder plié A. R. Kerr 10/18/88
149 Liens optiques analogiques d'interféromètre J. Coe 01/20/89
150 Changements dans FARANT J. Granlund 03/16/89
151 Amplificateur HEMT à faible bruit, 1,25 GHz, refroidi C. Xu 04/06/89
152 Fibre optique chez Green Bank R.B. Weimer 04/20/89
153 Contrôle du moniteur du récepteur R.B. Weimer 04/24/89
154 Entrée de données d'ordinateur de contrôle Modcomp de 140 pieds R.B. Weimer 04/28/89
155 Programme "SCATTER" pour l'analyse des couches d'appariement diélectriques N. Bailey, A. R. Kerr 09/18/89
156 Fabrication de courts-circuits millimétriques-guides d'ondes à l'aide d'EDM A. R. Kerr, D. E. Boyd 07/05/89
157 Acquisition de données de l'analyseur de réseau HP 8510 par FARANT J.D. Gallego 12/20/89
158 Informations d'horloge pour les ordinateurs AST 286 R.B. Weimer 02/06/90
159 Problèmes d'application du moniteur VLBA et de la carte de contrôle R.B. Weimer 03/19/90
160 Système de surveillance météorologique D. R. Schiebel 06/07/90
161 Mesures de gigue de phase et bruit de fond dans le convertisseur SSBDown S.D. Blanc 08/28/90
162 Assemblage de tripleurs de fréquence 200-290 GHz N. Bailey, A. R. Kerr 08/28/90
163 La résistance thermique à basse température du cuivre de haute pureté et des joints boulonnés en cuivre A. R. Kerr 08/30/91
164 Commentaires sur Eul et Schiek, 1991 J. Granlund 09/18/91
165 Mesures de résistance sur des tranches de quartz cristallines et fondues N. Horner, F. Johnson, A.R. Kerr 04/30/92
166 Élimination des boucles de terre électriques causées par les lignes d'alimentation en hélium dans les systèmes de récepteurs cryogéniques A. R. Kerr, N. Horner, S.-K. Poêle 11/09/92
167 Transfert de paramètres de circuit de HFSS vers MMICAD A. R. Kerr 11/13/92
168 Mesures du coefficient de température de la fibre optique du retard R. Norrod 01/25/93
169 Simulateur de structure haute fréquence Hewlett-Packard : incohérences dans Delta S et convergence N. Bailey 06/04/93
170 Constantes diélectriques et paramètres de rainure correspondants pour les longueurs d'onde millimétriques J. Agneau 06/02/93
171 Radiomètre à bascule 690 GHz : une étude de conception R. Bradley, S. K. Pan 08/28/95
172 Remarques sur les coudes à angle droit pour le guide d'ondes rectangulaire standard E. Wollack 09/20/95
173 Le NRAO Type-2B 1-2 GHz SIS Bias-T A. R. Kerr, D. Boyd 02/15/96
174 Le NRAO Type-50A 4-6 GHz SIS Bias-T A. R. Kerr, D. Boyd 07/11/95
175 Un système servo de contrôle à deux axes pour le positionnement de l'alimentation K. S. Saini, G. Behrens 03/27/96
176 TCHEBX : Transformateurs à guides d'ondes séparés homogènes E. Wollack 11/11/96
177 Câbles coaxiaux semi-rigides S. White, M. Stennes 06/21/96
178 140 pi. Tests de câble coaxial de télescope G. Behrens, R. Hall, G. Liptak, M. Mckinnon 07/26/96
179 Boucles de masse dans les circuits de polarisation SIS A. R. Kerr 03/06/97
180 Comment obtenir une sortie tracée maintenant que les traceurs à stylo sont obsolètes N. Bailey 11/10/97
181 Sur la compensation des bifrucations E-Plane dans le guide d'ondes rectangulaire E. Wollack 10/20/97
182 Conception d'une transition de cône de guide d'ondes presque optimale W. Grammer 01/14/98
183 Manuel d'instructions, récepteur standard NRAO S. Weinreb, R. Mauzy 08/01/67
184 FTSMesure de certains matériaux de fenêtre D. Koller, G. Ediss, J. Hesler, C. Cunningham 08/31/99
185 Propriétés du klaxon S/X-bandFeed à 2025 à 2120 MHz et procédures de réglage du système d'alimentation en bande S G. Behrens, G. Anderson, G. Watts, G. Langston 11/15/00
186 Un ADC 8 bits et une carte d'acquisition de données "propres" D. Anish Roshi 07/24/01
187 "Géométrie de courbure du plan E à un seul pas à angle droit E. Wollack 12/07/95
188 Surface sélective en fréquence (dichroïque) à utiliser avec le système 211-275 GHz G. A. Ediss, J. Effland 11/14/01
189 Analyse de stabilité de l'alimentation de polarisation du mélangeur SIS avec des résistances d'isolement 1K Ohm J. Effland 11/29/01
190 Calculs des circuits magnétiques pour les mélangeurs SIS G. A. Ediss 01/23/02
191 Transducteur de mode circulaire à carré simple étape E. Wollack 06/09/96
192 Recommandations pour les brides de guide d'ondes plates et anti-armement A. R. Kerr, L. Kozul et A. A. Marshall 01/06/03
193 Annulation des interférences TV D. Anish Roshi 12/27/02
194 Fabrication de petites pièces métalliques par électroformage à l'aide d'un photomasque A. R. Kerr, N. Horner et V. Summers 01/21/03
195 Collecte de données IPG Continuum T. Weadon 08/29/03
196 Étalonnage de la bande latérale des récepteurs SIS à sortie unique et à séparation de bande latérale A. R. Kerr 01/06/04
197 Soudures et Flux G. A. Ediss, M. Metcalfe, N. Peereboom et B. Simon 03/10/04
198 Bruit du mélangeur-préampli A. R. Kerr 06/18/04
199 Effets du désalignement dans un guide d'ondes à blocs divisés vers un transducteur à bande suspendue A. R. Kerr 12/08/04
200 Mesures d'alimentation par ondes millimétriques à l'aide de la gamme d'antennes intérieures Green Bank G. Anderson 09/19/05
201 Évaluation initiale de Haas Super MiniMill S/N 40150 A. R. Kerr, A. Marshall, M. Meeks, D. Parker, J. Shelton 09/28/05
202 Autres mesures sur le Haas Super MiniMill A.R. Kerr, et al. 12/07/05
203 Charges thermiques typiques dans un récepteur cryogénique Dewarand une discussion sur les principes de fonctionnement du réfrigérateur J. R. Fisher 04/01/79
204 Mesures de sangles chauffantes en cuivre près de 4 K avec et sans graisse Apiezon-N A. R. Kerr et R. Groves 10/02/06
205 Mesures cryogéniques (4K) de certaines résistances et condensateurs A. R. Kerr et M. Lambeth 03/05/07
206 Mesure des matériaux absorbant les micro-ondes dans les bandes Q et W R. Norrod et B. Simon 03/23/07
207 Densité spectrale des modes dans une boîte métallique rectangulaire A. R. Kerr 03/27/07
208 Description fonctionnelle des fonctions et interfaces du PIC16F877A vers la station de surveillance GBT RFI J. R. Fisher, C. Beaudet 04/26/05
209 Comparaison de sensibilité du RFI MonitorStation et du récepteur GBT L-Band J. R. Fisher, C. Beaudet 08/24/07
210 Mesures de filtres coupe-bande 2320-2345 MHz fabriqués à l'aide d'un supraconducteur à haute température R. Norrod, K. Ward, M. Lancaster, Srikanta Pal 05/08/08
211 Effets du désalignement des joints de guide d'ondes carrés A. R. Kerr 03/12/09
212 Court-circuits de guide d'ondes à extrémité ronde A. R. Kerr 05/29/09
213 Détection de limites de mots dans un flux de données à bruit blanc sérialisé, distribué par Gauss M. Morgan, R. Fisher 10/13/09
214 Mesures cryogéniques de condensateurs à puces céramiques multicouches à montage en surface R.D. Norrod 11/10/09
215 Discordance causée par les tolérances du guide d'ondes, les rayons d'angle et le désalignement des brides A. R. Kerr 12/07/09, Rév. 01/11/10
216 Distribution active de l'oscillateur local en cascade pour les grands tableaux M. A. Morgan 10/29/10
217 Résultats préliminaires mesurés d'une OMT en bande Ku à quadruple arête diagonale G. Coutts 11/29/10
218 Propagation bimode dans les guides d'ondes triangulaires et à triple arête M. A. Morgan 02/16/11
219 Mesures des émissions de radars automobiles reçues par un observatoire de radioastronomie D. Emerson, R. Freund, F. Gruson, J. Hildebrandt, A. Rogers 12/13/11
220 Évaluation du prototype de balun actif NRL LWA R. F. Bradley, C. R. Parashare 04/09/12
221 Logiciel d'analyse modulaire pour le système de test et de mesure frontal ALMA A. Beaudoin 07/30/14
222 Étalonnage du récepteur de 4 millimètres S.D. Blanc 11/20/15
223 Caractérisation ADC S. Wunduke 09/15/16
224 Mesures du paramètre S d'un isolateur en mode bord SAO à 4 K P. Dindo 10/31/19
225 Mesures de bruit 4-K de l'amplificateur LNF 4-16 GHz avec isolateur SAO Edge-Mode J. Lambert 12/2/19
226 Conception de récepteur SIS à l'aide de Microwave Office A. R. Kerr 04/14/20
227 Soudures et Flux A. R. Kerr, S. White, E. Ford, B. Simon 04/21/21
228 Réservé
229 Spécification de placage pour les composants CDL A. R. Kerr, G. Petencin, G. Morris 05/13/21

L'Observatoire national de radioastronomie est une installation de la National Science Foundation
exploité en vertu d'un accord de coopération par Associated Universities, Inc.


DESCRIPTION BRÈVE DES DESSINS

Pour une compréhension plus complète, il est maintenant fait référence à la description suivante prise conjointement avec les dessins d'accompagnement dans lesquels :

FIGUE. 1 illustre les transmissions d'ondes millimétriques entre une station de base et des récepteurs situés à la fois à l'intérieur et à l'extérieur d'une structure de bâtiment

FIGUE. 2A illustre un schéma fonctionnel d'un pont optique pour transmettre des transmissions d'ondes millimétriques à travers une fenêtre

FIGUE. 2B illustre un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation dans lequel les signaux reçus sont convertis à un niveau qui se transmet plus facilement à travers une fenêtre ou un mur

FIGUE. 3 est un schéma fonctionnel plus détaillé des circuits de régénération et de retransmission des ondes millimétriques

FIGUE. 4 illustre les pertes de désalignement associées aux circuits de régénération et de retransmission des ondes millimétriques

FIGUE. 5 illustre les circuits d'émetteur-récepteur RF des circuits de régénération et de retransmission d'ondes millimétriques

FIGUE. 6 illustre les circuits de focalisation optique des circuits de régénération et de retransmission d'ondes millimétriques

FIGUE. 7 illustre diverses techniques pour augmenter l'efficacité spectrale dans un signal transmis

FIGUE. 8 illustre une technique particulière pour augmenter l'efficacité spectrale dans un signal transmis

FIGUE. 9 illustre un aperçu général de la manière de fournir une bande passante de communication entre diverses interfaces de protocole de communication

FIGUE. 10 illustre la manière d'utiliser la modulation de superposition à plusieurs niveaux avec des interfaces paires torsadées/câbles

FIGUE. 11 illustre un schéma fonctionnel général pour le traitement d'une pluralité de flux de données dans un système de communication optique

FIGUE. 12 est un schéma fonctionnel d'un système pour générer un moment angulaire orbital dans un système de communication

FIGUE. 13 est un schéma fonctionnel du bloc de traitement de signal de moment angulaire orbital de la Fig. 6

FIGUE. 14 est un schéma fonctionnel illustrant la manière de supprimer le moment angulaire orbital d'un signal reçu comprenant une pluralité de flux de données

FIGUE. 15 illustre une seule longueur d'onde ayant deux polarisations quanti-spin fournissant un nombre infini de signaux ayant divers moments angulaires orbitaux qui lui sont associés

FIGUE. 16A illustre une onde plane n'ayant que des variations du moment angulaire de spin

FIGUE. 16B illustre un signal auquel sont appliqués à la fois le spin et le moment angulaire orbital

FIGUES. 17A-17C illustrent divers signaux auxquels est appliqué un moment angulaire orbital différent

FIGUE. 17D illustre une propagation de vecteurs de Poynting pour divers modes propres

FIGUE. 17E illustre une plaque de phase en spirale

FIGUE. 18 illustre un système de modulation de superposition à plusieurs niveaux

FIGUE. 19 illustre un démodulateur superposé à plusieurs niveaux

FIGUE. 20 illustre un système d'émetteur superposé à plusieurs niveaux

FIGUE. 21 illustre un système de récepteur superposé à plusieurs niveaux

FIGUES. 22A-22K illustrent des signaux de superposition à plusieurs niveaux représentatifs et leurs densités de puissance spectrale respectives

FIGUE. 23 illustre des comparaisons de signaux superposés à plusieurs niveaux dans le domaine temporel et fréquentiel

FIGUE. 24 illustre un alignement spectral de signaux superposés à plusieurs niveaux pour différentes largeurs de bande de signaux

FIGUE. 25 illustre un alignement spectral alternatif de signaux superposés à plusieurs niveaux

FIGUE. 26 illustre la densité spectrale de puissance pour diverses couches de signal en utilisant une technique de superposition combinée à trois couches et à plusieurs niveaux

FIGUE. 27 illustre la densité spectrale de puissance sur une échelle logarithmique pour des couches utilisant une modulation de superposition à plusieurs niveaux combinée à trois couches

FIGUE. 28 illustre une comparaison de l'efficacité de la bande passante pour la racine carrée du cosinus surélevé par rapport à la superposition de plusieurs couches pour un débit de symboles de 1/6

FIGUE. 29 illustre une comparaison de l'efficacité de la bande passante entre la racine carrée du cosinus surélevé et la superposition de plusieurs couches pour un débit de symboles de 1/4

FIGUE. 30 illustre une comparaison des performances entre la racine carrée du cosinus surélevé et la superposition à plusieurs niveaux à l'aide de l'ACLR

FIGUE. 31 illustre une comparaison des performances entre la racine carrée du cosinus surélevé et la superposition de leviers multiples utilisant une puissance hors bande

FIGUE. 32 illustre une comparaison des performances entre la racine carrée du cosinus surélevé et la superposition de leviers multiples utilisant le PSD de bord de bande

FIGUE. 33 est un schéma fonctionnel d'un sous-système d'émetteur à utiliser avec une superposition à plusieurs niveaux

FIGUE. 34 est un schéma fonctionnel d'un sous-système récepteur utilisant une superposition à plusieurs niveaux

FIGUE. 35 illustre un canal orthogonal temporel discret équivalent de superposition modifiée à plusieurs niveaux

FIGUE. 36 illustre les PSD de la superposition multicouche, de la superposition multicouche modifiée et du cosinus surélevé à racine carrée

FIGUE. 37 illustre une comparaison de bande passante basée sur une bande passante de puissance hors bande de -40 dBc entre la superposition de plusieurs couches et la racine carrée du cosinus élevé

FIGUE. 38 illustre des canaux orthogonaux parallèles à temps discret équivalents d'une superposition de couches multiples modifiée

FIGUE. 39 illustre le gain de puissance de canal des canaux orthogonaux parallèles de la superposition multicouche modifiée avec trois couches et Tsymbole=3

FIGUE. 40 illustre une comparaison d'efficacité spectrale basée sur ACLR1 entre une superposition de couches multiples modifiée et un cosinus surélevé à racine carrée

FIGUE. 41 illustre une comparaison d'efficacité spectrale entre une superposition de couches multiples modifiée et un cosinus surélevé à racine carrée basé sur OBP

FIGUE. 42 illustre une comparaison d'efficacité spectrale basée sur ACLR1 entre une superposition de couches multiples modifiée et un cosinus surélevé à racine carrée

FIGUE. 43 illustre une comparaison d'efficacité spectrale basée sur l'OBP entre une superposition de couches multiples modifiée et un cosinus surélevé à racine carrée

FIGUE. 44 illustre un schéma fonctionnel d'un émetteur en bande de base pour un système de superposition multicouche modifié équivalent passe-bas

FIGUE. 45 illustre un schéma fonctionnel d'un récepteur en bande de base pour un système de superposition multicouche modifié équivalent passe-bas

FIGUE. 46 illustre un système de communication en espace libre

FIGUE. 47 illustre un schéma fonctionnel d'un système d'optique en espace libre utilisant le moment angulaire orbital et la modulation de superposition à plusieurs niveaux

FIGUES. 48A-48C illustrent la manière de multiplexer plusieurs canaux de données en liaisons optiques pour obtenir une capacité de données plus élevée

FIGUE. 48D illustre des groupes d'anneaux concentriques pour une longueur d'onde ayant plusieurs valves OAM

FIGUE. 49 illustre un canal WDM contenant de nombreux faisceaux OAM orthogonaux

FIGUE. 50 illustre un nœud d'un système optique en espace libre

FIGUE. 51 illustre un réseau de nœuds dans un système optique en espace libre

FIGUE. 52 illustre un système de multiplexage entre un signal d'espace libre et un signal RF

FIGUE. 53 illustre les trous d'alignement dans un VCSEL

FIGUE. 54 illustre l'utilisation de trous d'alignement pour aligner les circuits optiques des VCSEL

FIGUE. 55 illustre le couplage de puissance optique entre les VCSEL

FIGUE. 56 illustre un mode de réalisation utilisant des antennes cornet pour transmettre des données à travers une fenêtre ou un mur

FIGUE. 57 illustre des pertes de liaison descendante dans le mode de réalisation de la Fig. 56

FIGUE. 58 illustre les intensités de signal de liaison montante dans le mode de réalisation de la Fig. 56

FIGUE.59 illustre les intensités de signal de liaison montante lorsqu'un amplificateur de puissance est situé à l'intérieur du bâtiment dans le mode de réalisation de la Fig. 56

FIGUE. 60 illustre des gains et des pertes sur une liaison descendante du mode de réalisation de la Fig. 59 lorsqu'aucun amplificateur de puissance n'est incorporé

FIGUE. 61 illustre les intensités de signal en divers points de la liaison montante lorsqu'aucun amplificateur de puissance n'est fourni dans le mode de réalisation de la Fig. 56

FIGUE. 62 illustre l'incorporation de blindage utilisé avec le mode de réalisation de la Fig. 56

FIGUE. 63 illustre une manière d'alimenter les composants externes du système à l'aide de panneaux solaires

FIGUE. 63 illustre une manière d'alimenter les composants externes du système à l'aide de lasers et

FIGUE. 65 illustre une manière d'alimenter des composants extérieurs à partir d'une source d'alimentation intérieure en utilisant un couplage inductif.


4. Étalonnage de phase R–L

Pour les alimentations à polarisation circulaire, la différence de phase entre le R et L canaux est ce qui mesure l'angle de position d'un signal polarisé linéairement entrant. Un RL un déphasage de 2 correspond à un angle de position polarisé linéairement. d La correction de bande passante ordinaire effectuée avec MFCAL n'analyse que sur les signaux à main parallèle LL et RR cela ne résout pas le RL Différence de phase. Afin de s'adapter à la RL phase, il est nécessaire d'observer une source polarisée linéairement avec un angle de position de polarisation connu. RL l'étalonnage de phase sur des sources astronomiques est difficile aux longueurs d'onde millimétriques, car la plupart des calibrateurs sont faiblement polarisés et leur angle de position de polarisation varie sur des échelles de temps de la semaine ou du mois. Aux longueurs d'onde centimétriques, 3C286 est le calibrateur de polarisation habituel. Il est polarisé à environ 15 % et son angle de position est stable depuis des décennies (Perley & Butler, 2013). Malheureusement, sa densité de flux à 230 GHz n'est que d'environ 0,4 Jy.

13. La gauche: Photo d'un polariseur à grille métallique dans la cabine du récepteur d'un télescope de 10 m, avec le télescope pointé au zénith. Les fils de la grille sont verticaux. Droite: Photo du miroir tertiaire avec le télescope de 10 m pointé au zénith. Le rayonnement polarisé horizontalement du ciel se réfléchit sur le tertiaire de sorte qu'il est polarisé verticalement au niveau du récepteur. Le récepteur avec sa grille métallique tourne en élévation avec le télescope, de sorte que cette correspondance est préservée à toutes les élévations.

Fig. 14. Un schéma montrant comment les polariseurs à grille métallique produisent une source de bruit hautement polarisée en réfléchissant le rayonnement ambiant dans le récepteur.

4.1. Calibrage de la grille

Non seulement il n'est pas pratique d'étalonner le RL phase utilisant des sources astronomiques, mais les choses sont encore plus compliquées car dans le système CARMA il n'y a pas un seul RL différence de phase pour chaque télescope. Il y a plutôt un autre RLretard — d'où une pente de phase en fonction de la fréquence — pour chaque bande de corrélateur.

Ces retards dépendant de la bande surviennent à plusieurs endroits dans le chemin du signal : (1) sur le front end, les longueurs de chemin du port d'entrée de l'OMT au R et L les sorties diffèrent de 0,1 pouce. e (2) Il existe des effets chromatiques dans le polariseur et l'OMT qui provoquent de légères différences dans les déphasages des signaux USB et LSB — voir Sec. 4.2 pour une discussion plus approfondie. (3) Il existe des différences dans le R et L longueurs de fibre des récepteurs au corrélateur. (4) Dans les convertisseurs abaisseurs de blocs, il existe des différences de longueur de câble entre le chemin supérieur ( > 5 GHz) (le chemin avec le mélangeur) et le chemin inférieur ( < 5 GHz) (sans le mélangeur).

Pour surmonter ces différentes difficultés, nous utilisons des observations de sources de bruit artificielles polarisées linéairement pour calibrer le RL phase. Les sources de bruit sont créées en insérant des polariseurs à grille métallique (Fig. 13) dans les faisceaux des télescopes de 10 m. Avec la grille en place, une polarisation linéaire atteignant le récepteur provient du ciel, tandis que l'autre provient d'une charge à température ambiante. Comme la charge à température ambiante est beaucoup plus chaude que le ciel, le récepteur perçoit un bruit thermique fortement polarisé (Fig. 14).

Par défaut, le script d'observation maître effectue des observations de grille toutes les 45 minutes environ pendant les pistes d'observation en polarisation complète. La calibration nécessite entre 1 et 2 min : 45 s pour l'entrée et la sortie des grilles dans les faisceaux, et 30 s d'intégration. Les données de grille sont identifiées en définissant le mot-clé Purpose sur P dans l'en-tête de données. Les observations de grille sont effectuées à la fin des observations d'étalonnage de phase. Bien que le signal du ciel comprenne le flux de la source d'étalonnage, celui-ci est négligeable par rapport à l'énorme signal de la charge ambiante et n'affecte donc pas la mesure RL phase. F

Étant donné que le bruit polarisé est local à chaque télescope, il n'apparaît pas dans les corrélations croisées avec d'autres télescopes. Cependant, cela conduit à une forte G / Dautocorrélation (ou "cross-auto") signal, qui est la corrélation croisée du L et R canaux à partir d'une seule antenne. La tâche MIRIAD XYAUTO fait la moyenne ensemble de tous les G / D données d'autocorrélation pour les observations de grille dans chaque jeu de données afin de créer une correction de bande passante canal par canal pour les télescopes de 10 m. La réécriture des données avec UVCAT ou UVCAL applique ces corrections. Dans le nouvel ensemble de données, les phases de tous les R et L les canaux sont égaux sur les télescopes de 10 m. Cela signifie qu'un signal polarisé linéairement atteignant le récepteur avec le même PA que la source de bruit produira G / D et RL corrélations avec des phases de zéro. Un de ces télescopes de 10 m doit ensuite être utilisé comme antenne de référence pour la correction de bande passante régulière effectuée avec MFCAL . La correction de bande passante synchronise le R phases sur tous les télescopes avec le R phase de l'antenne de référence, et la L phases sur tous les télescopes avec le L phase pour l'antenne de référence. Depuis le R et L phases de l'antenne de référence sont égales, alors la R les phases de toutes les antennes sont égales au L phases sur toutes les antennes.

Angle de position absolu des grilles. MIRIAD calcule l'angle de position de polarisation d'une source comme = q + e v e c t o r , où q est l'angle parallactique de la source g et le uv-variable evector est défini, pour les avances linéaires, comme l'angle de position du X-alimentation par rapport à la verticale locale. Pour les alimentations circulaires, evector est interprété comme l'angle de position χ pour lequel les rayonnements RCP et LCP sont en phase l'un avec l'autre, qui est déterminé par l'angle de la source de bruit de la grille filaire.

Avec les grilles en place et les télescopes pointés au zénith, le bruit atteignant les récepteurs est polarisé verticalement. Cependant, du fait de la réflexion sur le miroir tertiaire, un signal polarisé verticalement dans la cabine du récepteur correspond à une source polarisée horizontalement ( = 9 0 ∘ ) sur le ciel (Fig. 13). Par conséquent, dans les ensembles de données de CARMA, le MIRIAD uv-variable evector est fixé à 90 .

4.2. Limites systématiques de la précision de phase R–L

Le calibrage de la grille de RL est susceptible d'un certain nombre de limitations qu'un étalonnage astronomique ne serait pas.

USB et LSB sont moyennés ensemble. L'autocorrélation fait la moyenne des RL différences de phase dans l'USB et LSB. Dans les spectres de corrélation croisée normaux entre les antennes m et m, le LSB et l'USB sont séparés en démodulant le modèle de commutation de phase entre le m et m LO. Ceci n'est pas possible pour le G / D spectre d'autocorrélation pour une seule antenne, puisque les canaux RCP et LCP utilisent un LO commun.

Les retards qui contribuent à la RL les différences de phase se situent principalement à la fréquence FI et produisent donc précisément les mêmes déphasages pour les signaux LSB et USB. La seule exception est la différence de retard entre le séparateur de faisceau et les mélangeurs RCP et LCP. Il y a une différence de longueur de 0,1 à travers l'OMT pour les deux polarisations, et le guide d'ondes est légèrement dispersif, donc le retard est légèrement différent pour l'USB et le LSB. Un calcul rapide montre que cet effet est faible : le déphasage du LSB par rapport au LO est au plus supérieur de 2 au déphasage de l'USB par rapport au LO. h Le polariseur du guide d'ondes est également légèrement chromatique, de sorte que les déphasages à travers lui seront légèrement différents pour l'USB et le LSB.

Bruit commun. Le bruit commun aux deux R et L les canaux généreront un G / D signal d'autocorrélation même lorsque la grille métallique est hors du faisceau. Par exemple, le bruit rayonné par l'entrée d'un mélangeur pourrait être transmis à travers l'OMT, le polariseur et le cornet d'alimentation, se refléter dans le module depuis la fenêtre de Dewar (en tant que polarisation circulaire opposée) et être couplé dans le mélangeur opposé. Si la R et L mélangeurs avaient LO indépendant avec différents modèles de commutation de phase, ces signaux pourraient être rejetés dans le G / D autocorrélations cependant, la LO est partagée entre les deux polarisations dans les récepteurs CARMA, ce n'est donc pas possible.

Afin de dériver le RL phase avec une grande précision, le signal de la source de bruit polarisé doit être beaucoup plus grand que le niveau de fond. Pour tester cela, nous avons comparé les G / D amplitudes par temps typique de 1 mm avec et sans les grilles en place. Les amplitudes sont ∼ 20 fois plus élevées avec les grilles dedans. Cela correspond à une erreur efficace de ∼ 1/20 radian, environ 3 ∘ , ce qui conduit à une incertitude de 1 . 5 dans l'angle de position. Bien sûr, par mauvais temps ou à basse altitude, l'incertitude peut être plus grande car le contraste entre le ciel et l'ambiance est moindre, donc le niveau de bruit polarisé est plus faible.

Fuite. Il y a toujours une diaphonie entre le R et L canaux en raison d'une fuite de polarisation. Comme décrit dans la Sec. 5, les fuites présentent une structure de fréquence considérable. Idéalement, on résoudrait pour RL phase et fuite de manière itérative, mais cela n'est pas facile à réaliser avec MIRIAD , car il n'y a pas de moyen simple d'appliquer des corrections de fuite sur une base canal par canal. Cela signifie que les fuites peuvent introduire des ondulations dans le RL étalonnage des phases.

Fig. 15. Une séquence de cross-auto (G / D) données d'étalonnage de grille sur l'antenne C3, prises à intervalles de 10 s, après la RL la correction de phase a été appliquée. Les résidus de 1 à 2 sont causés par la gigue de phase dans les horloges du numériseur.

Gigue de boucle à verrouillage de phase (PLL). Chaque bande de corrélateur utilise des numériseurs séparés pour R et L. Les numériseurs ne fonctionnent pas à partir d'une seule horloge à 1 GHz, mais plutôt à partir d'horloges indépendantes verrouillées en phase sur un signal de référence commun. Un effet systématique qui limite notre capacité à mesurer l'angle de position absolu est la variation rapide de RL solutions de phase causées par la gigue (bruit de phase) dans les sorties PLL 1 GHz. Voir Fig. 15 pour les tracés de la RL les résidus de phase (après correction), qui montrent des variations de 1 à 2 sur des échelles de temps très courtes (10 s). Cet effet devrait être moyen pour la plupart des mesures astronomiques.


Aucune personne ou entreprise ne possède RTL-SDR et tous ses logiciels et matériels pris en charge dans son intégralité. Cependant, ce sont les efforts conjugués d'Antti Palosaari, d'Eric Fry et d'Osmocom (en particulier Steve Markgraf) qui ont découvert les premiers que certains dongles TV pouvaient être utilisés pour le SDR. Osmocom a notamment développé le premier pilote RTL-SDR qui a été publié en open source.

Depuis lors, RTL-SDR est devenu un phénomène communautaire. Certaines entreprises comme nous sur RTL-SDR Blog ont pris l'initiative de produire notre propre version de dongles RTL-SDR qui fonctionnent mieux que le dongle TV standard. Mais rien de tout cela n'est possible sans le développement communautaire plus large derrière tous les logiciels libres.

Personnes derrière RTL-SDR :

Découvreurs pionniers originaux : Antti Palosaari, Eric Fry et Osmocom. Notamment Steve Markgraf d'Osmocom qui a développé le premier pilote.
Vendeurs de matériel : Usines chinoises produisant et vendant des dongles TV génériques. Les vendeurs de RTL-SDR améliorés pour une utilisation SDR comme RTL-SDR Blog.
Développements logiciels/matériels de la communauté : Quiconque a créé un logiciel pour le RTL-SDR, ou a découvert et documenté un hack matériel pour le RTL-SDR.
Blogueurs de la communauté : Blog RTL-SDR et autres blogueurs/créateurs de contenu qui écrivent et popularisent les applications RTL-SDR.
Communauté plus vaste: Toute personne utilisant des RTL-SDR.


Besoin d'un amplificateur et d'un filtre pour un radiotélescope de 21 cm à antenne cornet ? - Astronomie


16
ème Conférence Internationale EME 2014 ( Pleumeur-Bodou )

La conférence internationale EME de 16h s'est tenue à Pleumeur-Bodou en Bretagne près de la côte Atlantique les 25/26 août 2014. La conférence, qui a une longue tradition depuis 1968, a été organisée par le groupe ORPB (Observation Radio Pleumeur Bodou, notamment par F1GVU, F2CT, F3ME, F6DBI et Andrée Gilloire) et REF (Association française des radioamateurs). La conférence a été visitée par plus de 100 passionnés de Moonbounce (EME) de 18 pays tels que l'Australie, le Brésil, la Russie, le Canada, le Japon et l'UE, mais le nombre total de tous les visiteurs était proche du nombre de 180, en raison des membres de la famille qui les accompagnaient.

Quelques faits sur Centre Satellite Pleumeur-Bodou

Les conférences EME ont eu lieu dans la région du centre satellite Pleumeur-Bodou, qui a été fondé avec un centre similaire à Goonhilly dans le sud-ouest du Pays de Galles et aux États-Unis - la ville d'Andover en raison de la demande des premières transmissions de télécommunications par satellite en 1962 et en particulier pour la toute première télédiffusion supervisée en utilisant le premier satellite de télévision actif Telstar (RX 6,4 GHz/ TX 4,2 GHz, plus). En raison d'une erreur de polarisation réglée à la station Goonhilly au Pays de Galles, la station Pleumeur-Bodou a eu l'honneur d'établir la première émission de télévision par satellite transatlantique entre l'Europe et l'Amérique. Ce jalon a été fait le 11 juillet 1962. D'ailleurs Michel Guillou, F6GBM a raconté dans son texte sur Telstar le souvenir humoristique de l'inauguration de Pleumeur-Bodou par Charles de Gaulle. Avant son arrivée à la place le chef de gare a ordonné de retirer toutes les étiquettes avec le texte anglais car la gare de Pleumeur-Bodou était une fierté nationale et le président devait savoir que l'équipement clé n'est pas fabriqué aux USA :) Mais revenons à la description de Pleumeur- Centre satellite de Bodou :

Le site de Pleumeur-Bodou se composait de 15 grosses antennes mais certaines d'entre elles ont dû être retirées après la fermeture officielle du site CTS en mai 2003. La plus grande antenne restante PB1 est (par certains visiteurs de façon inattendue) une antenne cornet d'une longueur de 54 m et d'un gain de 57 dB dans le Bande 4170 MHz, poids 340 tonnes et réflecteur avec couverture de surface 340m 2 . Radom autour de cette antenne a un diamètre incroyable de 64m et depuis 2000, elle est protégée en tant que monument technique national. Comme la même antenne HORN aux États-Unis a été détruite il y a quelques années, l'antenne PB1 HORN est unique au monde.

La deuxième très grande antenne porte le nom PB3, qui est une gigantesque parabole d'un diamètre de 32 mètres et accidentellement elle restait juste à côté de la zone où se tenait la conférence EME. Malheureusement le sort de ce plat est incertain, car depuis 2003 il est garé en position de sécurité et le groupe ORPB n'a plus de ressources financières pour son entretien. Néanmoins, la visite de ce géant de 300 tonnes a été une grande impression pour beaucoup d'entre nous.

La plus intéressante d'un point de vue opérationnel est l'antenne PB8 restée suivante, qui est une parabole d'un diamètre de 13,5 m. Cette parabole a été conservée par le groupe radioamateur local ORPB en 2007, y compris son alimentation en cassegrain et son relais de guide d'ondes pour l'utilisation du fonctionnement EME sur 5,7 GHz et à des fins de radioastronomie. La puissance RF à l'alimentation était de 80W, le bruit autour de 0,6dB, le bruit mesuré du Soleil avec SF 148 K environ 26dB, le bruit de la Lune 5dB, la précision de suivi proche de 0,01 et l'écho de 6cm est jusqu'à 45dB au-dessus du bruit.

La parabole PB8 a été utilisée pendant la conférence pour l'opération EME de 6 cm de TM8PB afin que les visiteurs aient eu l'occasion d'écouter l'écho EME en direct réfléchi par la surface lunaire. Lucian, F3ME m'a dit que la géométrie de l'alimentation est assez bonne même pour une bande de 9 cm, il sera donc probablement possible de l'utiliser pour une future activation EME de 9 cm, cependant si la bande de 9 cm sera ouverte pour les jambons français. A l'exception de la parabole PB8, le groupe ORPB essaie de se financer même pour la rénovation de la parabole PB3 32m et de l'antenne PB5. PB5 est une parabole d'un diamètre de 16,5m et elle a été utilisée pour la connexion avec le satellite INMARSAT en bande L (fréquences autour de 1,5 GHz). Grâce à ce fait, l'alimentation cassegrain en bande L sera très probablement bien opérationnelle pour l'observation en radioastronomie autour de la raie de l'hydrogène à 1420 MHz ainsi que pour l'opération de rebond de la lune par radioamateur 23cm. Pour en savoir plus sur le centre satellite Plemeur-Bodou, consultez cette page.

Le programme de la conférence

Mais revenons à la conférence. Le début de la conférence était consacré au discours de bienvenue du président de la REF Lucien, du président de la F1TE et de l'ORPB André Gilloire. Au fait, Lucien est également bien connu en tant qu'opérateur EME 2m et il peut être facilement travaillé même avec une petite station 1 yagi. Lucien a emmené sa 2ème petite station EME de 2m sur le site de la conférence, (2x10el Y et QRO SSPA), qui a été opérée à proximité de la parabole PB8 13,5m. Malheureusement, le temps était très pluvieux et 2m RX a souffert de fortes interférences locales (probablement du grand écran LED et de la centrale solaire installée sur le toit de la salle de conférence). En conséquence, l'opération 2m a malheureusement été beaucoup moins réussie que Lucien ne l'avait prévu.

La conférence s'est poursuivie avec une brève note sur F2TU, puis suivie par la première conférence. Le nombre de conférences de haute qualité pendant 2 jours était si énorme et plus qu'elles commençaient tôt le matin et finissaient tard le soir donc en plus c'était très difficile d'assister à toutes. À l'exception des conférences, les visiteurs avaient la possibilité de visiter la salle de matériel à proximité avec une grande exposition de divers équipements à micro-ondes VHF et ampli historiques et contemporains. Notre club OK2KKW a présenté le nouveau SSPA 1kW pour EME sur 1296 MHz par OK1VPZ qui utilise 8x MRFE6S9160HS. La salle suivante était consacrée à diverses mesures des visiteurs de la conférence EME intéressés dans leurs LNA, en particulier du bruit et du gain. Toutes les mesures ont été détenues par F6CIS mais malheureusement en raison d'un échec, la mesure n'a pas été possible sur les bandes de 13 cm et plus. Le résultat du concours pour le chiffre de bruit le plus bas peut être vu dans ce tableau.

La salle du matériel a également été utilisée pour des présentations plus petites, principalement pour Jan PA3FXB du club PI9CAM et Daniela de Paulis sur le SSTV via EME et ses projets artistiques. Si vous êtes intéressé par des détails, je vous suggère de visiter son site Web. Au fait, Daniela invite tous les radioamateurs tchèques et slovaques à son projet artistique EME qui sera présenté (après la conférence réussie de l'année dernière) au 50e festival international du film documentaire scientifique à Olomoc du 14 au 15 avril 2015.

Après la fin de la partie de conférence de la conférence, qui d'ailleurs était peu probable à la réunion SM EME ouverte à tous les radioamateurs EME, y compris les bandes VHF, presque tous les participants ont décidé à la quasi-unanimité que la prochaine conférence se tiendrait en 2016 à Venise, en Italie. Et après cela, tous les visiteurs ont apprécié un dîner de fête avec une excellente cuisine et d'excellents vins.Dans le cadre de la célébration ont été annoncés les gagnants du concours Dubus EME SSB (félicitations à Franta OK1CA et Marek, OK2DL), résultat du concours NF de LNA le plus bas (où j'ai étonnamment gagné 70 cm avec mon LNA, salut) et enfin la tombola. Le premier prix de la tombola était un nouveau IC-7100 et un autre prix précieux. La fin de soirée vire à la fiesta avec une drôle d'ambiance soutenue par les cornemuseurs (de sac) bretons et même un concours de danse, où le gagnant a été récompensé par la dernière édition des livres Dubus Technik (félicitations à Dirk, ON5GS salut).

Après un rapide adieu avec des amis et une visite de la ville retardée, nous avons quitté la Bretagne pour commencer notre long voyage de 1700 km pour rentrer chez nous. Pendant le voyage, nous avons visité plusieurs radioamateurs VHF/UHF bien connus, par exemple F8BRK, ON4KHG, LX1DB et LX2LA. Je dois remercier les organisateurs de la conférence et tous les autres amis français, qui ont géré professionnellement la conférence EME et nous espérons - si la santé et d'autres circonstances le permettent, nous nous réjouissons de vous rencontrer à la prochaine conférence EME 2016 en Italie.

La conférence EME 2014 vue par OK1VPZ

Nous avons décidé de visiter la conférence EME en France il y a environ six mois - et depuis le début, nous avons planifié ce voyage comme un voyage d'été, pas seulement l'événement radioamateur. Nous ne nous sommes donc pas pressés et ne cherchions pas le chemin le plus court disponible. Nous avons quitté Prague un vendredi matin et après une courte escale à Luxembourg, nous avons traversé la ville de Sedan, voyagé près de Verdun (tous deux des champs de bataille bien connus de la Première Guerre mondiale) et en fin de soirée, nous sommes arrivés dans la ville médiévale de Laon, au nord-ouest de Reims. Avant notre voyage, nous avons envisagé de rendre visite à Franck, F5SE sur son site EME près de Reims, mais nous avons ensuite décidé de le reporter à la prochaine occasion, car il ne sera certainement pas chez lui en raison de son voyage précédent à la conférence EME. Cela nous a donné la possibilité de visiter la belle cathédrale de Laon vieille de 900 ans et le centre-ville médiéval, ce qui est vraiment très impressionnant et nous pouvons certainement suggérer la visite à tout le monde - même à une distance de 1000 km! Samedi nous avons donc visité et pris de nombreuses photos de cette perle de l'architecture ancienne et avons continué notre voyage jusqu'à Caen en Normandie (la ville voisine s'appelle St.Contest, salut), où nous avons visité le musée de l'opération du jour J. Parce que la Normandie est déjà assez à l'ouest et que la lumière du jour était plus longue qu'à JO70, nous avons décidé de visiter même en fin d'après-midi la plage d'Omaha Beach, où les troupes américaines débarquent le 6 juin 1944 et subissent d'énormes pertes. Nous avons surplombé tout le champ de bataille, pris de nombreuses photos, fait le plein de carburant et sommes arrivés à St. Lo où nous avions un hôtel. Le dimanche, nous avons fait une visite plus longue du célèbre monastère du Mont Saint-Michel et plus tard, nous sommes finalement arrivés en Bretagne.

La ville de Trégastel, qui a été choisie pour héberger les visiteurs de la conférence, est située à seulement 100 mètres de la côte atlantique avec de belles plages et des rochers de granit au sol. Nous étions seulement désolés qu'une telle plage ne puisse pas être utilisée pour la baignade à cause de l'eau trop froide). Le soir, nous avons dîné dans un restaurant local sur la plage, nous n'avons eu que quelques problèmes de langue car la serveuse refusait de comprendre l'anglais, nous avons donc apprécié l'arrivée de notre bon ami Dirk, ON5GS (qui nous a soutenu deux fois en mai VHF Concours) avec ses amis de Hollande. Eh bien, parce que Dirk est belge (mais pas Valon) et qu'il parle donc un peu français, nous avons pu prendre un bon repas et après notre arrivée à l'hôtel nous avons passé un bon moment avec de nombreux autres amis EME sur le site du parking soutenu par J l'esprit germeister, qui a été apporté par Slawek DL6SH et par notre authentique bière tchèque Pilsner.

Groupe de radioamateurs VHF de la région "est du Rhin" - de gauche à droite :

Notre réveil a dû être réglé à 6 heures du matin à cause de l'arrivée du bus qui a transporté le reste des jambons participants de l'hôtel au site de la conférence de Pleumeur-Bodou, à environ 5 kilomètres. Les jambons EME se sont tout de suite intéressés aux grandes antennes paraboliques, une plus petite de 13 mètres de diamètre était disponible pour les tests EME sur 6cm. Dans la salle d'opération, ils avaient installé un amplificateur QRO et les visiteurs ont pu entendre en direct les échos de la Lune de 6 cm, qui étaient merveilleusement puissants même en mode SSB. Le fonctionnement EME de 2 m avec une station 2x10el Y était moins efficace en raison du fort QRM intrabande de la centrale solaire proche. Nous y avons rencontré John, G4SWX (qui est d'ailleurs directeur VHF britannique) et il nous a montré via Internet local son opération EME entièrement télécommandée de 2 m à son domicile.

Les conférences étaient intéressantes et grâce à la courtoisie des organisateurs et des conférenciers, vous pouvez en voir beaucoup dans ce rapport sur le site Web OK2KKW. Par conséquent, je ne décrirai pas ces conférences plus en détail. Près de la salle de conférence principale se trouvait une salle plus petite qui était dédiée à l'exposition de matériel d'équipements anciens et nouveaux. Nous y avons présenté notre kW SSPA pour 23 cm qui était attrayant pour certains visiteurs, nous avons donc eu de bonnes discussions à ce sujet. J'ai trouvé du temps libre pour la rencontre avec le gestionnaire britannique et français de VHF et micro-ondes (F4GKR) et nous avons eu une belle conversation sur le avenir du groupe de 23 cm en Europe, 3 cm en OK, conférence de l'IARU à LZ et nous avons demandé de l'aide pour soutenir notre combat pour le groupe 3 cm en OK. Néanmoins, l'aspect social de l'ensemble de la réunion était intéressant, au cours duquel nous avons personnellement rencontré et discuté avec de nombreux opérateurs EME bien connus du monde entier. Pour un exemple de peu nous y avons rencontré PA0EME, K1JT, K2UYH, VE1KG, VK4CDI, F5SE, PY2BS, OE5JFL, I1NDP, RW3BP, des gens du club PI4GN et bien d'autres.

De la République tchèque, nous n'y avons rencontré que Franta OK1CA et Emil OK1CS (qui a reçu à la conférence le nouveau surnom de Mr.Obelix, salut) mais nous avons manqué des gars d'OK1KIR ainsi que quelques prochains bons amis de la réunion EME à Cambridge 2012 comme exemple G3XDY , G4LOH, G4CCH, G3LTF, CT1HZE, VK3UM, JA4BLC, VK2KU.. L'organisation de toute la réunion a été professionnellement très bien faite, en particulier nous avons apprécié la nourriture et les boissons de luxe. La conférence EME s'est terminée le 26 août par un dîner social avec tombola, une cérémonie de remise des prix des concours NF les plus bas de la LNA (où nous avons reçu un résultat inattendu, salut) et à la fin la discussion et le vote sur la future réunion EME 2016. Tout le monde a reçu une proposition sérieuse par Giulio IW3HVB (fils d'IK3COJ) et parce que personne d'autre n'a proposé d'idée aussi sophistiquée, la majorité absolue des votants présents a décidé que la prochaine conférence EME 2016 se tiendrait à Venise. Espérons que nous pourrons visiter à nouveau une telle réunion EME.

Mercredi matin, après le petit-déjeuner, j'ai eu l'occasion de discuter avec un célèbre Leif, SM5BSZ et je dois dire que nous avons aimé car nous avons tous les deux des questions à quelques conférences techniques - par exemple j'ai eu un peu de différence sentiment à certains aspects de la présentation de HB9DRI sur l'utilisation du SDR à des fins de transmission. En raison de mon opinion, Alex est un peu trop orienté business et je considère certaines de ses conclusions techniques comme un peu trop optimistes. Cependant, Leif exprime plus tard un point de vue différent sur le produit Alex dans son commentaire à Matej, mais je garde toujours ma conviction, que l'opération de concours VHF en particulier dans l'UE centrale a ses propres catégories techniques spécifiques et l'optimisme avec l'utilisation de ce "SDR inversé" d'Alex n'est pas le dans le bon sens, comment gérer un émetteur de concours. Ensuite, nous avons parlé des problèmes avec les concours VHF en Europe centrale, la lutte contre le bruit de phase, le filtrage du cristal FI dans le transverter et discuté des concours sur VHF pendant les années 70 du siècle dernier. Je dois dire que cette rencontre matinale a été pour moi très appréciée !

Et puis j'attends déjà avec impatience le volant et le voyage de retour de deux jours.

La conférence EME 2014 telle qu'exprimée par OK1CA

La 16e conférence internationale EME 2014 s'est tenue du 25 au 26 août dans le nord de la Bretagne, en France. Les participants à la conférence ont été hébergés dans un hôtel Belembra à Trégastel. Couple de jambons s'y est déjà rencontré dans la soirée de vendredi (22.08). À la fin du dîner, ils se sont rencontrés dans la zone de stationnement lors d'une réunion spontanée et ont eu une belle discussion avec des boissons de bienvenue. Le programme principal de la conférence a eu lieu dans le bâtiment du Musée des télécommunications à Pleumeur-Bodou. Ce musée a été créé à l'emplacement de l'ancien centre de communication par satellite, devenu opérationnel en 1962 et a pris part à l'histoire des télécommunications en recevant la première émission télévisée transatlantique en direct via le satellite Telstar. Dans les années 90, ce centre satellite regorgeait de antennes variables mais le musée n'a pu en sauver que quelques-unes. Certains des participants à la conférence se sont rendus à Pleumeur-Bodou dimanche avant le début officiel de la conférence. La plus grande exposition était l'antenne géante HORN d'une longueur totale de 54 m, qui utilisait des fréquences comprises entre 4 et 6 GHz. L'antenne pèse 340 tonnes, elle est entièrement mécaniquement opérationnelle et ne peut être vue qu'à l'intérieur du couvercle en plastique (radom) d'un diamètre de 64 m. La prochaine grande antenne en surface est une parabole de 32m de diamètre qui n'est pas utilisée et une parabole de 13,5m de diamètre qui est utilisée par la station TM8PB pour 6cm EME.

Vous cherchez plus d'informations sur le Musée des Télécommunications de Pleumeur-Bodou, essayez de visiter son site Internet : www.leradome.com. À l'exception des grandes antennes, le musée P.B comprend également un joli planétarium. Plus tard, nous avons visité la réplique du village gaulois où nous avons fait une pause pour le dîner suivi d'une discussion amicale.

Le programme officiel de la conférence EME a débuté lundi par l'allocution de MA Gilloire, président du groupe ORPB (Observation Radio Pleumeur Bodou) puis la conférence s'est poursuivie par des conférences individuelles classées par blocs. Lundi, les conférences étaient axées sur les thèmes de la propagation EME, des composants micro-ondes, de son assemblage et des antennes. Le programme s'est poursuivi même après le dîner avec la conférence de F2CT sur l'histoire du GEM avec l'aide d'OK1TEH. Le long programme de la conférence s'est clôturé lundi vers minuit par une discussion sur la collaboration des radioamateurs EME et des institutions professionnelles. Le mardi, les conférences de la conférence se sont poursuivies avec des sujets sur les grandes antennes disponibles pour les radioamateurs EME, divers modes numériques, les sources de radioastronomie et les sondes spatiales avec émetteurs radioamateurs. Parallèlement aux conférences, les visiteurs de la conférence ont pu voir l'exposition de certains nouveaux et anciens équipements micro-ondes et VHF, tels qu'un SSPA de 3 kW fabriqué par F1TE avec trois modules RF AMP ou un SSPA de 1 kW pour 23 cm, présenté par OK1VPZ et OK1TEH. Dans la pièce voisine, F6CIS a fourni des capacités de mesure complètes afin que les radioamateurs intéressés puissent apporter leur LNA ou leurs convertisseurs et mesurer des paramètres tels que le bruit ou le gain. Soit dit en passant, lors de la conférence ont également été abordés des sujets concernant la nouvelle attribution de fréquences de la bande de 13 cm liée aux stations JA. La station JA utilisera le nouveau segment de fréquence 2400-2405 MHz depuis 2015, ce qui éliminerait le problème d'interférence actuel avec le fonctionnement WIFI sur 2424 MHz. Les stations JA spécifieront plus tard plus de détails sur les fréquences EME exactes.

Après la dernière conférence de RW3BP, programme suivi de la discussion sur le prochain lieu de la conférence EME. La proposition pour la conférence EME 2016 à Venise a été joliment présentée par l'association italienne des radioamateurs et a été acceptée par la quasi-totalité des participants présents. Après cela, nous avons rejoint le programme du dîner de cérémonie suivi d'une soirée sociale et d'une tombola. Au cours de la soirée Al, K2UYH a proclamé les résultats du concours EME SSB 2014 et a remis les prix aux gagnants, qui étaient 2 stations OK, moi (OK1CA) sur 432 MHz et Marek OK2DL sur la bande 1296 MHz.

16 ème Conférence Internationale EME 2014 ( Pleumeur-Bodou ) - les conférences (avec notification d'OK1TEH)

Le CD original avec toutes les conférences complètes et les Actes peuvent être achetés via ce site Web.

Dans la première conférence, le Dr Herve Sizun s'est concentré sur les aspects physiques de la propagation EME, qui sont par exemple des problèmes bien connus avec la dépolarisation du signal EME, les changements de polarisation dus à la rotation de Faraday, l'atténuation du chemin EME, l'influence du bruit de fond et quelques calculs et simulations spécifiques.

Le sujet principal de cette conférence était une introduction pour les débutants EME au problème des décalages Doppler, en particulier sur les bandes UHF et supérieures. Cette conférence était bien écrite et très utile, car beaucoup de nouvelles stations souffrent des problèmes de fréquence, surtout à 23 cm, où le Doppler (avec la position de la Lune près de l'horizon) atteint des valeurs jusqu'à 2,5 kHz. La station doit donc connaître sa fréquence exacte où appeler CQ et écouter (avec RIT) sur la fréquence, où son propre écho s'est déplacé grâce à l'effet Doppler.

Dans cette conférence, je n'ai manqué qu'une petite mention du fonctionnement de WSJT sur les bandes SHF, où il est courant d'utiliser la correction Doppler par réaccord automatique continu des émetteurs-récepteurs. Cela est dû au fait que le décalage Doppler du signal est le plus important lorsque la Lune est près de l'horizon et de la façon dont elle s'approche du point maximum de sa trajectoire dans le ciel, donc ce décalage diminue, ce qui affecte également le taux de changement du signal. . Le signal de dérive est particulièrement visible à des fréquences plus élevées, en particulier lorsque WSJT peut conduire à des signaux de décodage pires, dans des cas extrêmes, même jusqu'à plusieurs dizaines de dB, comme le montre clairement même ce graphique .

Dans cette conférence intéressante, qui a été présentée par IK1UWL & IK3XTV, s'interrogeaient ouvertement les possibilités de surveillance de la rotation de polarisation d'el. mag. vague sur 2m basée sur les données rapportées du serveur LiveCQ.eu (en utilisant les données de MAP65). Sur le Web LiveCQ sont affichés les forces réelles du signal de diverses stations et la valeur actuelle de l'angle de polarisation calculé. Sur la base de ces données, les auteurs ont présenté une extrapolation qui tente de déterminer les changements d'angle de polarisation futurs et les effets de l'ionosphère soutenus par des données en direct provenant de mesures de HF, ce qui pourrait permettre de prévoir le futur mouvement de rotation de Faraday et de déterminer les meilleures conditions. Les mesures ont montré qu'il existe une variation quotidienne claire, quelque peu similaire au comportement de la propagation libratrice comme cela a été écrit dans un bel article de G3WDG.

Je dois dire que cette conférence est quelque peu controversée pour moi, car la rotation du plan de polarisation peut être causée par de nombreuses autres variables qui peuvent affecter ces résultats. Cependant, c'est certainement une idée intéressante et j'attends avec impatience quelqu'un qui continuera avec ce sujet. Peut-être que quelqu'un dans le futur créera même un logiciel de prédiction, nous verrons.

Cette conférence était consacrée aux TOP sur 24 GHz. Manfred, DL7YC a décrit les détails des tubes TOP RW1127 et leurs modifications. Ces tubes sont principalement conçus pour la bande 10 GHz, où la puissance de sortie est de 90 W, mais ils peuvent même être ajustés pour une utilisation sur la bande de 24 GHz ainsi que pour une puissance de sortie de 40 W. Le cours présente les modifications mécaniques spécifiques, le refroidissement et la répétabilité d'une telle modification.

Au début de cette présentation, Mike, JH1KRC a exprimé sa conviction que la raison principale de cette conférence (la construction du convertisseur pour la bande japonaise 10450 MHz, qui est différente d'un européen pour environ +82 MHz) deviendra, espérons-le, moins importante en 2015 si l'Autorité japonaise des télécommunications autorise les amateurs de JA à attribuer une fréquence européenne de 10 GHz comme elle l'a fait avec la bande de 13 cm. Ensuite, la conférence se poursuit avec le texte préparé par JA4BLC sur la construction d'un convertisseur pour la bande 10 GHz, qui utilise un filtre pour la réjection du miroir, ce qui améliore le facteur de bruit RX et donc l'ensemble de la chaîne RX. Amélioration de la réception JA4BLC documentée dans sa présentation en comparant ses forces de signal EME d'échos dans Spectran.

Cette présentation a été pour moi ainsi que pour un grand nombre de participants à la conférence la conférence la plus intéressante de la réunion française EME. Hans, PA0EHG a présenté des possibilités de recevoir des signaux EME avec une configuration sous-minimale pour la bande 10 GHZ, qui dans ce cas n'était qu'une parabole de 48 cm de diamètre avec LNA à l'alimentation, transvertor et SDR RX pour IF. Cela a été possible principalement grâce à la balise QRO de DL0SHF qui est en ondes depuis décembre 2013 et utilise une parabole de 7,6 m avec 50W TWT PA incluant la possibilité (sur demande) d'augmenter la puissance de sortie RF jusqu'à 550W (!). Hans a présenté dans le programme de conférence SpectraVue Ver 3.15, qu'il a trouvé le meilleur programme pour la détection des signaux EME les plus faibles, a joué des enregistrements audio des tests avec DL0SHF et a préparé pour le lendemain la démonstration en direct de la réception du signal EME sur la balise de DL0SHF en devant le télescope PB8. Le temps s'est finalement amélioré pendant environ 3 heures afin que toutes les personnes intéressées puissent écouter en direct les signaux CW EME de 3 cm d'une parabole de 48 cm par leurs propres oreilles. La conclusion la plus importante de la conférence était que le plus gros problème est le bon alignement de l'antenne sur la Lune. Hans a utilisé une solution intelligente à ce problème en utilisant une unité rotative numérique, qui est fabriquée pour la rotation automatique de petits télescopes astronomiques, y compris un récepteur GPS. Ce petit rotateur peut être acheté pour 200$ (une version sans GPS pour seulement 100 dollars US).

La conférence et la démonstration réussie de la petite station EME de 3 cm de PA0EHG devant la salle de conférence ont suscité un grand intérêt et il est probable que cela pourrait entraîner une augmentation des stations EME actives sur cette bande EME intéressante.

Le sujet de cette conférence était de savoir comment obtenir 15 W à 24 GHz pour le prix le plus bas possible. Grâce au couplage des transistors de puissance uW TGA4915-CP, conçu pour fonctionner jusqu'à 31 GHz avec une puissance jusqu'à 8W en saturation. PA avec de tels transistors a été décrit dans Dubus 2/2014 par G3WDG et PA avec ces transistors est utilisé pour EME par OK1KIR. La version de ce PA avec un transistor a été décrite sur le site Web de DL2AM. Mouser vend ce transistor pour environ 330 $ (soit environ 7000 CZK).

Les conférences de G4DDK sont toujours très intéressantes, ce que vous pouvez voir lors de la réunion EME. Cette fois Sam a présenté la conception de son nouveau transverter de 2m "Anglian", qui fonctionne avec la fréquence intermédiaire de 28 MHz, le facteur de bruit est d'environ 1,6 dB, 24 dB de gain RX, entrée IP3 + 0,5 à 1,5dB et suppression des miroirs à 88MHz sur 70 dB. Puissance de sortie d'environ 22dBm. Une description complète du convertisseur a été publiée dans le dernier numéro de Dubus, il n'est donc pas nécessaire d'écrire plus d'informations à ce sujet. Je note seulement que des kits de 2m peuvent être achetés auprès de G4DDK pour 125 € (le prix équivalent à 4375 CZK) + frais de port. Les résultats de mesure du transverter avec TRX K3 peuvent être trouvés ici.

Dans sa présentation, Paul a montré l'analyse de l'alimentation aux fréquences micro-ondes. Il est connu que sur la plage entre les fréquences 1 - 10 GHz est le bruit du ciel le plus faible, un facteur de bruit des préamplificateurs est généralement faible aussi et donc le bruit inhérent de l'antenne joue le rôle dominant de la sensibilité du récepteur. W1GHZ fournit donc des informations sur la manière d'obtenir le gain le plus élevé et la température la plus basse, le rapport G/T, pour différents types d'alimentation. Sa conclusion est basée sur des mesures d'aliments réels utilisés à WD5AGO. Paul a également brièvement parlé des différences entre les plats en maille et les plats solides.

G4HUP dans sa conférence a décrit la mesure de la précision de sa surface de plat de 2,4 m avec alimentation par septum (RWST). Dave a basé ses mesures sur l'hypothèse que l'éclairage de la surface droite varie sur certains points de la parabole en raison de l'utilisation de la polarisation circulaire. Les résultats des mesures ont été rapportés en étroite correspondance avec les résultats des simulations de W1GHZ.

Conférence intéressante d'OE5JFL, où il a décrit sa reconstruction d'une parabole à mailles rondes en un type offset plus grand. Le principal avantage de l'extension était en outre un gain plus élevé, une alimentation bien accessible et une construction mécanique relativement simple. Hans a déclaré qu'après de nombreuses années d'expérimentation avec plusieurs types d'antennes EME, il peut dire que s'il avait cherché une construction simple d'antenne pour les premiers pas sur un EME de 23 cm, il commencerait certainement avec une telle parabole décalée.

En effet, le fait que ce type de parabole passe très bien à 23cm, et qu'il ne faut pas s'inquiéter de la perte de gain due à un bon éclairage de la surface, est bien évident aux mesures de bruit solaire, où RW3BP avec ce type d'antenne obtient régulièrement de très bons résultats, par exemple, consultez le lien : http://www.do9bc.com/?page_id=632 et comparer la mesure entre RW3BP et OK1DFC.

Dans sa présentation Mike, JH1KRC a montré diverses photos de stations EME japonaises célèbres, où ont été présentés les détails de divers systèmes de poursuite et rotateurs d'antennes AZ/EL. Les plus intéressantes étaient notamment les photos de la station JA4BLC, JA6AZD, JA6AHB et autres. Mike a également parlé et a montré comment était gérée l'expédition vers la parabole Katsuura de 18 m de JAXA (8J1AXA) en 2008, comment il était nécessaire de contrôler la préciosité du contrôleur du rotateur et quels sont les plans actuels pour la prochaine activation. Son exposé s'est terminé par une visite de sa station EME d'origine et une description de son antenne TVRO de 4,4 m.

La conférence était malheureusement programmée après le dîner, ce qui avait pris un peu plus de temps que prévu, alors on m'a demandé si je pouvais aider Guy, F2CT avec sa présentation sur l'histoire du GEM. Au début j'ai donc rappelé anniversaire du premier QSO EME sur 23cm depuis l'Europe en 1964 entre HB9RG (+ HB9RF, DJ4AU, DL9GW, DJ3EN) et W1BU et 70 cm QSO entre HB9RG et KP4BPZ à Arecibo. La conférence a été introduite par un film historique de 15 minutes, réalisé par le groupe de HB9RG sur leurs premières tentatives d'EME et présenté pour la première fois lors de la réunion de Weinheim en 1964, il y a tout juste 50 ans (TNX à HB9HAL). Le film est disponible en téléchargement ici et des sous-titres supplémentaires en anglais ici. Le film a été suivi d'une conférence sur F2CT, que j'ai complétée par des photos de mes présentations faites pour la réunion SP6 EME à Zieleniec en 2011 et 2013.

Malheureusement, en raison de l'heure tardive, F2CT a dû annuler l'appel téléphonique prévu à F8DO, qui a établi la première connexion EME en France avec W6DNG en 1967.

La première journée de conférences a été complétée par F4GKR même vers minuit avec un résumé des voies possibles de coopération entre les radio-amateurs et l'électro-industrie et des réflexions sur ce qui pourrait être amélioré à l'avenir. Dans la discussion qui a suivi, Al K2UYH et Joe, K1JT ont parlé de leurs opinions - malheureusement, en raison de l'heure si tardive, l'audience actuelle est devenue très endormie, une discussion plus détaillée sur ce sujet a donc été rapidement arrêtée avec un effet contesté.

Le lendemain a commencé par l'information PA3FXB du matin sur la rénovation de la grande antenne parabolique de 25 m à Dwingeloo, qui a été payée par le gouvernement néerlandais parce que c'est un monument national. L'ensemble de la rénovation est magnifiquement documenté dans cette galerie de photos. Le 5 avril 2014, le télescope Dwingeloo a été officiellement rouvert par Joe Taylor, K1JT. Le premier contact sur 23cm après rénovation a été géré avec H44HP et d'autres rénovations ne seront pas nécessaires dans les 50 prochaines années. De plus, Jan a parlé du rôle de la parabole Dwingeloo dans le projet de sauvetage du nano-satellite
Triton 1.

Après le texte de la conférence de Jan, la conférence a été poursuivie par Daniela de Paulis avec son projet d'art de performance de SSTV visuel via EME - consultez http://www.opticks.info

La prochaine présentation a été consacrée à l'équipe ORPB (Observation Radio Pleumeur - Bodou) et leur description des futurs plans de modification du télescope PB8 de 13,5 m (qui est actuellement utilisé pour EME sur 6 cm) pour la bande L, c'est-à-dire pour EME sur 23 cm comme ainsi que la radio-astronomie de 21 cm. Le réalignement du système d'origine avec miroir cassegrain a été simulé dans un logiciel spécial français et SRSR + CST-MWS.

Cette conférence n'a malheureusement pas été possible en raison de l'absence d'Al, W5LUA, qui n'a pas pu y assister en raison de problèmes de santé. Heureusement, Al nous a envoyé pour le site OK2KKW sa présentation en PDF
(TNX très apprécié).

Cette conférence intéressante a été présentée par LX2RG et le sujet était le prochain projet de balise radio amateur installée sur un petit satellite qui serait lancé fin octobre 2014 et volerait près de la Lune. La balise émettra dans la bande 2m à 145,980 MHz 2kHz Doppler avec télémétrie en mode analogique et signal principal en JT65B avec puissance de sortie 1W + antenne lambda/4. Si cette mission réussit, il est prévu de placer une balise radioamateur sur l'orbite de la Lune.

Belle conférence préparée et présentée par Joe Taylor, K1JT sur son projet de petite station EME de 70cm pour Princeton Radio Club, W2PU. La conception des antennes est basée sur les yagies 15LF-JT de G0KSC, la conception à pôles croisés permet de résoudre les problèmes courants avec la rotation de Faraday. Le réseau se compose de 4 antennes yagi de 3,5 m de long avec un gain de 22,4 dBi et d'une perche en fibre de verre.

La conférence de DJ5HG était consacrée à son nouveau logiciel en mode cohérent en tant que future alternative possible à WSJT. Les avantages d'un tel logiciel se sont révélés importants, tels que l'élimination du décalage Doppler, une sensibilité accrue lorsque vous travaillez avec des signaux EME jusqu'à 4 dB plus faibles que ceux pouvant être décodés en WSJT. Les inconvénients ont été discutés pendant et après la présentation avec K1JT qui a déclaré que ce système peut fonctionner en théorie, mais qu'il nécessite une puissance de calcul élevée et une très bonne stabilité du signal, ce qui est dans des conditions d'amateur très difficile, voire impossible.

La conférence a été suivie d'un débat. Pendant que J'ai apprécié le travail de DJ5HG sur les nouveaux modes numériques j'ai trouvé problématique certains points relatifs à la philosophie d'un tel projet. Les premiers DJ5HG autorisent l'option active dans SW qui active le mode automatique pour le fonctionnement EME entre deux ordinateurs sans présence d'opérateur (par exemple Joe K1JT a dit qu'il ne mettra jamais une telle option dans WSJT). Le deuxième problème concerne les messages privés entre deux stations qui ne peuvent être décodés par personne d'autre. Certaines stations peuvent être satisfaites de telles possibilités, mais à mon avis, ce n'est pas avec le sens de l'esprit. J'ai posé ces questions à DJ5HG lors d'une discussion générale après sa conférence et, en raison de mon opinion, désolé de le dire, il n'a pas été en mesure de défendre de manière crédible sa position sur ce problème. Plus tard, j'en ai parlé avec plusieurs opérateurs du public (qui sont des opérateurs CW et JT65 bien connus) et ils ont dit qu'ils étaient entièrement d'accord avec moi.

Alex, HB9DRI est particulièrement connu pour son récepteur IQ+, qui permet aux stations avec des antennes cross-pol de combiner le signal des deux plans de polarisation et d'éliminer ainsi les problèmes de rotation spatiale et Faraday. Dans sa présentation, Alex a discuté des problèmes potentiels de la qualité du signal de la sortie d'IQ+ XT (les règles de la Suisse sont très strictes en la matière). Il parlait également des paramètres de l'émetteur qui pourraient provoquer un QRM potentiel en cas d'utilisation de QRO, ce qui est courant dans le monde EME. Ce qui était intéressant, c'était la mention que Joe, K1JT allait ajouter le support de IQ + XT dans la prochaine version du logiciel MAP65. Plus d'informations sur : http://www.linkrf.ch/IQ+XT.html

Pour moi, cela pourrait être une conférence très intéressante mais malheureusement je n'ai pas été assez rapide pour pouvoir écouter la présentation de Franck en raison d'une autre rencontre personnelle. En raison du texte du livre de la conférence, son exposé portait sur le sujet des mesures de radioastronomie des sources de bruit les plus puissantes dans le ciel, telles que la nébuleuse Cassiopée A, Cygnus A et Oméga, la Grande nébuleuse d'Orion, la Vierge A, ainsi que la mesure du bruit de la Lune et bien d'autres. Intéressant a été décrit la détection du bruit de Vénus à 10 GHz, mais cela n'est possible qu'avec la plus grande parabole d'un diamètre de 4,5 mètres ou plus. Franck a à la maison une parabole de 10m donc il peut fournir une telle mesure assez souvent.

F4BAY dans son intéressante conférence a présenté le LNA de WA1MBA avec CHA1077 MMIC suivi d'un détecteur à diode utilisé pour mesurer le bruit solaire à 76 GHz. Le gain du LNA est d'environ 30 dB et un facteur de bruit proche de 4,7 dB. Comme antenne, il a utilisé un cornet avec une lentille diélectrique d'un diamètre de 125 mm et un gain d'environ 38,4 dBi. Le cours présente les résultats des mesures, ainsi que les problèmes d'atténuation de l'atmosphère en fonction des différents angles d'élévation (avec 50% d'humidité par beau temps l'atténuation atmosphérique en élévation nulle à 76 GHz est proche de 0,5 dB / 1km).

D'autre part si sa présentation F4BAY envisageait de remplacer le bruit solaire par une source solide stable de bruit à des fins de mesure (indépendante de l'atténuation variable de l'atmosphère) par la lampe à mercure. À la fin de la conférence, il a mentionné la possibilité de la prochaine génération de MMIC qui pourraient permettre de déplacer les mesures du bruit solaire jusqu'à des fréquences autour de 400 GHz.

La dernière conférence au meeting EME en France a été présentée par Sergey, RW3BP sur ses expériences dans la bande des 77 GHz avec sa parabole offset d'un diamètre de 2,4 mètres (TWT et 60W (!) pour EME). En raison de l'atténuation de l'atmosphère, Sergey a décidé d'optimiser son plat en utilisant sa balise située au vingtième étage du bâtiment à quelque 900 mètres. Pour ces mesures, il a constaté que le diagramme de rayonnement de la surface inégale de sa parabole offset, est assez mauvais surtout dans l'axe vertical, il a donc décidé de le résoudre en proposant une lentille diélectrique spéciale sur l'alimentation (en Téflon). Ensuite, il a géré la mesure de la précision de la surface de la parabole par un scanner laser 3D spécial avec une précision de 0,1 mm, ce qui lui a permis d'optimiser la position de l'alimentation et par conséquent, il a déplacé l'alimentation de 11 mm plus près du réflecteur et de 32 mm plus bas. Le résultat des ajustements des lentilles de dissipation était une réduction du premier lobe latéral supérieure à 6 dB et un gain global plus important de +0,4 dB.

La conférence décrit en outre la mesure du bruit à l'aide du radiomètre solaire par CT1DMK et la mesure du bruit de la Lune à ses différentes phases, qui sont très bien visibles dans les graphiques de mesure. La conférence se termine par une description de tentatives réussies de détection du bruit de Jupiter, dont le diamètre était d'ailleurs 9 fois plus petit que la largeur du premier lobe de l'antenne. Les conférences de Sergey en PDF ont été utilisées à partir de ce lien .


Besoin d'un amplificateur et d'un filtre pour un radiotélescope de 21 cm à antenne cornet ? - Astronomie

Proc. SPIE. 11445, Télescopes au sol et aéroportés VIII

MOTS-CLÉS : Télescopes, Photogrammétrie, Réfraction, Antennes, Modélisation atmosphérique

Le télescope du Groenland (GLT), actuellement situé à la base aérienne de Thulé, est un télescope à antenne unique de 12 m fonctionnant à des fréquences de 86, 230 et 345 GHz. Depuis avril 2018, le GLT participe régulièrement à des observations VLBI (sub-)mm de trous noirs supermassifs dans le cadre de l'Event Horizon Telescope (EHT) et du Global mm VLBI Array (GMVA). Nous présentons l'état des activités de mise en service scientifique au GLT, y compris plus récemment les premières observations lumineuses et de test à 345 GHz. La précision de la surface de l'antenne a été améliorée pour

25 microns grâce à des réglages de panneau assistés par photogrammétrie, augmentant considérablement l'efficacité de l'antenne. Grâce à des observations de pointage de raies spectrales dans tout le ciel (masers SiO à 86 GHz et CO à 230 et 345 GHz), nous avons amélioré la précision du pointage radio jusqu'à <

3" sur les 3 fréquences. En raison de la pandémie, nous sommes en train de transférer les activités de mise en service et d'observation de GLT vers des opérations à distance.

Article de procédure | 13 décembre 2020

Proc. SPIE. 11452, Logiciels et cyberinfrastructure pour l'astronomie VI

MOTS-CLÉS : Télescopes, Bases de données, Interfaces, Interférométrie, Récepteurs, Systèmes de contrôle, Télécommunications, Radiotélescopes, Antennes, Contrôle adaptatif

Nous décrivons le dernier développement du système de contrôle et de surveillance du télescope du Groenland (GLT). Le GLT est un radiotélescope de 12 m visant à effectuer des observations d'interférométrie à très longue base submillimétrique (VLBI) à travers le télescope Event Horizon (EHT) et le Global Millimeter VLBI Array (GMVA), pour imager les ombres de super-massifs trous noirs. Le télescope est actuellement situé à la base aérienne de Thulé pour la mise en service avant d'être déployé à la station Summit. Le GLT a participé aux campagnes d'observation du VLBI en 2018 et 2019 et des franges ont été détectées avec succès à 86 et 230 GHz. Notre logiciel de contrôle d'antenne a été adapté à partir du Submillimeter Array (SMA) et, par conséquent, pour les observations par parabole, nous avons ajouté de nouvelles routines pour le coordonner avec d'autres instruments. Nous explorons de nouvelles interfaces de communication que nous avons utilisées à la fois dans des bases de données en mémoire et sur disque pour faire partie des interfaces non seulement pour la surveillance du matériel, mais également pour la journalisation des événements d'ingénierie. Nous prévoyons d'incorporer le système du télescope James Clerk Maxwell pour le contrôle complet du récepteur basé sur Linux. Les progrès actuels de l'intégration de nos récepteurs, spectromètres, sous-réflecteur et détecteur de continuum dans le contrôle sont présentés, ainsi que la mise en œuvre du logiciel de mise en service pour le pointage des raies spectrales. Nous décrivons également comment nous avons construit la protection anti-collision et le mécanisme de récupération de l'hexapode du sous-réflecteur.

Article de procédure | 9 juillet 2018

Proc. SPIE. 10708, Détecteurs millimétriques, submillimétriques et infrarouges lointains et instrumentation pour l'astronomie IX

MOTS-CLÉS : Observatoires, Réflecteurs, Télescopes, Polarisation, Récepteurs, Antennes

Un système de récepteur cryogénique à trois cartouches est construit pour le Greenland Telescope Project. Le système est équipé d'un ensemble de récepteurs submillimétriques fonctionnant à 86, 230 et 345 GHz, ainsi que d'un ensemble complet d'instruments pour l'étalonnage, le contrôle et la surveillance. C'est un instrument à pixel unique conçu pour les observations VLBI. Avec le système de récepteur, le GLT a terminé la mise en service de son antenne submillimétrique de 12 m et a participé à des observations mondiales d'interférométrie à très longue base (VLBI) à la base aérienne de Thulé (TAB). Ce document décrit les spécifications, la construction et la vérification du récepteur.

Article de procédure | 9 juillet 2018

Proc. SPIE. 10708, Détecteurs millimétriques, submillimétriques et infrarouges lointains et instrumentation pour l'astronomie IX

MOTS-CLÉS : télescopes, électronique, commutateurs, oscillateurs, capteurs, spectroscopie, récepteurs, photonique, antennes

Le projet du télescope du Groenland a récemment participé à une expérience pour imager l'ombre du trou noir supermassif au centre de M87 à l'aide de la technique d'interférométrie à très longue base en avril 2018. L'antenne se compose du prototype d'antenne nord-américaine ALMA de 12 m qui a été modifié pour supporter deux conteneurs latéraux auxiliaires et résister à un environnement extrêmement froid. Le télescope se trouve actuellement à la base aérienne de Thulé au Groenland avec l'objectif à long terme de déplacer le télescope sur la calotte glaciaire du Groenland jusqu'à la station Summit. Le GLT dispose actuellement d'un seul cryostat qui abrite trois récepteurs à double polarisation couvrant les bandes 84-96 GHz, 213-243 GHz et 271-377 GHz. Une source de fréquence maser à hydrogène associée à des synthétiseurs haute fréquence est utilisée pour générer les références d'oscillateur local pour les récepteurs. Les sorties de fréquence intermédiaire de chaque récepteur couvrent 4-8 GHz et sont hétérodynées en bande de base pour la numérisation dans un ensemble d'unités ROACH-2 puis formatées pour l'enregistrement sur des enregistreurs de données Mark-6. Un ensemble séparé d'unités ROACH-2 fonctionnant en parallèle fournit la fonction d'auto-corrélation pour l'analyse spectrale en temps réel. En raison des exigences strictes de stabilité instrumentale pour l'interférométrie, un système de test de diagnostic a été intégré à la conception. Le système à fibres optiques conçu pour fonctionner dans un environnement à basse température et évolutif pour s'adapter à une plus grande distance entre le module de contrôle et le télescope pour Summit Station relie tous les équipements ci-dessus ensemble. Un rapport sur l'état d'avancement du système d'instrumentation électronique ci-dessus sera fourni.

Article de procédure | 9 juillet 2018

Proc. SPIE. 10708, Détecteurs millimétriques, submillimétriques et infrarouges lointains et instrumentation pour l'astronomie IX

MOTS CLÉS : Astronomie, Récepteurs, Radioastronomie

Le récepteur Atacama Large Millimeter/submillimeter Array (ALMA) Band 1 couvre la gamme de fréquences de 35 à 50 GHz. Une extension jusqu'à 52 GHz se fait au mieux. Au total, 73 unités doivent être construites en deux phases : 8 unités de préproduction puis 65 unités de production. Ce document rend compte de l'assemblage, des tests et des performances du récepteur de préproduction de la bande 1. L'infrastructure, l'intégration et l'évaluation du système de récepteur de bande 1 entièrement assemblé seront couvertes. Enfin, une discussion sur les défis techniques et managériaux rencontrés pour ce grand nombre de récepteurs sera présentée.

Article de procédure | 6 juillet 2018

Proc. SPIE. 10700, Télescopes au sol et aéroportés VII

MOTS-CLÉS : télescopes, astronomie, commutateurs, capteurs, spectroscopie, systèmes informatiques, récepteurs, systèmes de contrôle, antennes, système de positionnement global

Nous décrivons le système de contrôle et de surveillance du télescope du Groenland (GLT). Le GLT est un radiotélescope de 12 m visant à effectuer des observations submillimétriques par interférométrie à très longue base (VLBI) et à imager l'ombre du trou noir super massif de M87. En novembre 2017, la construction a été terminée et l'activité de mise en service a commencé. En avril 2018, nous avons participé à la campagne d'observation VLBI pour la collaboration Event Horizon Telescope (EHT). Dans cet article, nous présentons l'ensemble du système de contrôle/surveillance GLT en termes d'ordinateurs, de réseau et de logiciels.

Article de procédure | 6 juillet 2018

Proc. SPIE. 10700, Télescopes au sol et aéroportés VII

MOTS-CLÉS : Observatoires, Télescopes, Astronomie, Radio-optique, Récepteurs, Antennes, Radioastronomie, Télescopes submillimétriques, Radio interférométrie

Le télescope du Groenland a terminé sa construction, la phase de mise en service a donc commencé depuis décembre 2017. La mise en service d'une antenne parabolique a commencé à partir du pointage optique qui a produit le premier modèle de pointage, suivi du pointage radio et de la mise au point utilisant la Lune pour les deux 86 GHz. et les récepteurs 230 GHz. Après que Vénus a commencé à s'élever de l'horizon, les positions de mise au point ont été améliorées pour les deux récepteurs. Une fois que nous avons commencé le pointage de la ligne en utilisant la ligne maser SiO(2-1) et la ligne CO(2-1) pour les récepteurs 86 GHz et 230 GHz, respectivement, la précision de pointage s'est également améliorée et la précision de pointage finale est devenue être d'environ 3" - 5" pour les deux récepteurs. En parallèle, une mise en service VLBI a été réalisée, avec vérification de la précision de fréquence et de la stabilité de phase pour tous les composants qui seraient utilisés pour les observations VLBI. Après toutes les vérifications, nous avons rejoint avec succès les répétitions générales et les observations réelles des observations VLBI 86 GHz et 230 GHz. exécuté avec succès.

Article de procédure | 6 juillet 2018

Proc. SPIE. 10700, Télescopes au sol et aéroportés VII

MOTS-CLÉS : Observatoires, Télescopes, Astronomie, Récepteurs, Antennes, Astrophysique

Le Greenland Telescope Project (GLT) a mis en service avec succès son submillimètre de 12 m. En janvier 2018, les franges ont été détectées entre le GLT et l'Atacama Large Millimeter Array (ALMA) lors d'un exercice d'interférométrie à très longue base (VLBI). En avril 2018, le télescope a participé aux observations scientifiques mondiales du VLBI à la base aérienne de Thulé (TAB). Le télescope a été entièrement reconstruit, avec de nombreux nouveaux composants, à partir de l'antenne prototype ALMA NA (Amérique du Nord) et équipé d'un nouvel ensemble de récepteurs submillimétriques fonctionnant à 86, 230 et 345 GHz, ainsi qu'un ensemble complet de instruments et backends VLBI. Ce document décrit nos progrès et l'état du projet et son plan pour la décennie à venir.

Article de procédure | 10 août 2016

Proc. SPIE. 9911, Modélisation, ingénierie des systèmes et gestion de projet pour l'astronomie VII

MOTS-CLÉS : Observatoires, Astronomie, Amplificateurs optiques, Récepteurs, Astronomie galactique, Radioastronomie, Monoxyde de carbone, Isolateurs optiques, Cryogénie, Prototypage

Le récepteur Atacama Large Millimeter/submillimeter Array (ALMA) Band 1 couvre la bande de fréquences 35-50 GHz. Le développement de prototypes de récepteurs, y compris les composants et sous-systèmes clés, est terminé et deux séries de prototypes de récepteurs ont été entièrement testées. Nous fournirons un aperçu des objectifs scientifiques de la bande 1 d'ALMA, ainsi que de ses exigences et de sa conception pour une utilisation sur l'ALMA. L'état de développement du récepteur sera également discuté et l'infrastructure, l'intégration, l'évaluation du système de récepteur de bande 1 entièrement assemblé seront couverts. Enfin, une discussion sur les défis techniques et de gestion rencontrés sera présentée.

Article de procédure | 27 juillet 2016

Proc. SPIE. 9906, Télescopes au sol et aéroportés VI

MOTS-CLÉS : Réflecteurs, Télescopes, Électronique, Mousse, Récepteurs, Modélisation 3D, Télescopes spatiaux, Antennes, Servomécanismes, Astrophysique

Depuis que l'antenne prototype d'ALMA pour l'Amérique du Nord a été attribuée au Smithsonian Astrophysical Observatory (SAO), le SAO et l'Academia Sinica Institute of Astronomy and Astrophysics (ASIAA) travaillent conjointement pour déplacer l'antenne au Groenland. Cet article présente l'état de la modernisation de l'antenne et les travaux effectués après la remise en service et le démontage ultérieur de l'antenne au VLA. Les prochains mois verront le début du remontage de l'antenne à la base aérienne de Thule. Ces activités devraient durer jusqu'à l'automne 2017, date à laquelle la mise en service devrait avoir lieu. En parallèle, la conception, la fabrication et les tests des derniers composants se déroulent à Taïwan.

Article de procédure | 19 juillet 2016

Proc. SPIE. 9914, Détecteurs millimétriques, submillimétriques et infrarouges lointains et instrumentation pour l'astronomie VIII

MOTS-CLÉS : Amplificateurs optiques, Soleil, Atténuation du signal, Calibration, Amplificateurs, Récepteurs, Antennes, Isolateurs optiques, Cryogénie, Procédés solaires

ALMA couvrant 35-950 GHz est le plus grand réseau de télescopes existant au monde. Parmi les 10 bandes de réception, la bande-1, qui couvre 35-50 GHz, est la plus basse. En raison de sa petite dimension et de ses caractéristiques de gain dépendant de la fréquence et variant dans le temps, le filtre solaire actuel situé au-dessus du cryostat ne peut pas être appliqué à la bande 1 pour l'observation solaire. Ici, nous adoptons donc de nouvelles stratégies pour atteindre les objectifs. Grâce au schéma de polarisation en courant continu flexible de l'amplificateur basé sur HEMT dans le frontal Band-1, l'ajustement de la polarisation de l'amplificateur cryogénique à faible bruit est étudié pour réaliser l'observation solaire sans utiliser de filtre solaire. Une large plage de puissance admissible peut être obtenue par la technique de polarisation de désaccord avec une faible dégradation des performances du système.

Article de procédure | 19 juillet 2016

Proc. SPIE. 9914, Détecteurs millimétriques, submillimétriques et infrarouges lointains et instrumentation pour l'astronomie VIII

MOTS-CLÉS : Filtres optiques, Conception optique, Amplificateurs optiques, Guides d'ondes, Polarisation, Amplificateurs, Récepteurs, Antennes, Isolateurs optiques, Prototypage

Les prototypes de cartouches froides et chaudes du récepteur ALMA Band-1, y compris le système et les composants clés des récepteurs ALMA Band-1, ont été développés et deux ensembles de cartouches prototypes ont été entièrement testés. L'efficacité d'ouverture mesurée pour le récepteur froid est supérieure à la spécification de 80 %, à l'exception de quelques points de fréquence. Sur la base des amplificateurs à faible bruit à large bande refroidis par cryogénisation fournis par NRAO, la température de bruit du récepteur peut être aussi basse que 15 - 32K pour pol-0 et 17 - 30K pour pol-1. D'autres éléments de test clés sont également mesurés. Le modèle de faisceau du récepteur est mesuré, les résultats sont bien adaptés à la simulation et à la conception. L'erreur de pointage extraite du diagramme de faisceau mesuré indique que l'erreur est de 0,1 degré en azimut et de 0,15 degré en élévation, ce qui correspond bien à la spécification (inférieure à 0,4 degré). La température de charge chaude équivalente pour une compression de gain de 5% est de 492 à 4583K, ce qui correspond bien à la spécification de 5% avec une charge thermique d'entrée de 373K. La suppression de la bande d'image est généralement supérieure à 30 dB et le pire des cas est supérieur à 20 dB pour un signal RF de 34 GHz et un signal LO de 38 GHz, ce qui est supérieur à la spécification requise de 7 dB. La diaphonie entre les polarisations orthogonales est inférieure à -85 dB sur la base du prototype LO actuel. La stabilité de l'amplitude est inférieure à 2,0 x 10-7 , ce qui correspond à la spécification de 4,0 x 10-7 pour des échelles de temps de l'ordre de 0,05 s T . 100 s. La stabilité de phase du trajet du signal mesurée est inférieure à 5 fs, ce qui est inférieur à 22 fs pour Long terme (dérive de retard) 20 s T < 300 s. La variation de phase de sortie FI est généralement inférieure à 3,5° rms et la spécification est inférieure à 4,5° rms. Le niveau de puissance de sortie FI mesuré est de -28 à -30,5 dBm avec une charge d'entrée de 300K. La planéité de la puissance de sortie FI mesurée est inférieure à 5,6 dB pour la fenêtre de 2 GHz et à 1,3 dB pour la fenêtre de 31 MHz. Le premier lot de cartouches prototypes sera installé sur site pour une mise en service ultérieure en juillet 2017.

Article de procédure | 23 juillet 2014

Proc. SPIE. 9153, Détecteurs millimétriques, submillimétriques et infrarouges lointains et instrumentation pour l'astronomie VII

MOTS-CLÉS : Observatoires, Télescopes, Astronomie, Récepteurs, Réseaux de portes programmables sur le terrain, Hétérodynage, Rayonnement térahertz, Antennes, Astronomie galactique, Prototypage

Le projet de télescope du Groenland déploiera et exploitera un télescope submillimétrique de 12 m au point le plus élevé de la nappe groenlandaise. Le projet Greenland Telescope est une coentreprise entre le Smithsonian Astrophysical Observatory (SAO) et l'Academia Sinica Institute of Astronomy and Astrophysics (ASIAA). Dans cet article, nous discutons des concepts, des spécifications et des objectifs scientifiques des instruments en cours de développement pour les observations par antenne parabolique avec le télescope du Groenland, et de l'optique de couplage nécessaire pour les coupler à la fois avec les récepteurs mm-VLBI à l'antenne. Le projet équipera l'antenne prototype d'ALMA North America pour les opérations arctiques et la déploiera à la station Summit,1 une station arctique exploitée par la NSF à 3 100 m au-dessus du NMM sur le Groenland I e Sheet. Ce site est exceptionnellement sec, et promet d'être un excellent site pour les observations astronomiques submillimétriques. Le principal objectif scientifique du télescope du Groenland est d'effectuer des observations millimétriques VLBI aux côtés d'autres télescopes en Europe et dans les Amériques, dans le but de résoudre l'horizon des événements du trou noir super-massif à l'entrée de M87. Le télescope du Groenland sera également équipé pour les observations mono-antenne des bandes des ondes millimétriques aux téra-hertz. Dans cet article, nous discuterons des instruments proposés qui sont actuellement en cours de développement pour le télescope du Groenland - des récepteurs à réseau hétérodyne 350 GHz et 650 GHz, des récepteurs à réseau HEB de 1,4 THz et un spectromètre bolométrique en bande W. SAO dirige le développement de deux instruments de réseau hétérodyne pour le télescope du Groenland, un récepteur de réseau SIS de 48 pixels, 325-375 GHz, et un récepteur de réseau HEB de 4 pixels, 1,4 THz. Un objectif scientifique clé pour ces instruments est la cartographie de l'ortho et du para H2D+ dans les anciens minerais protostellaires, ainsi que la cartographie générale du CO et d'autres transitions dans les sons moléculaires. Un module prototype de 8 pixels pour le réseau de 350 GHz est actuellement en cours de construction pour des tests en laboratoire et opérationnels sur le télescope du Groenland. L'université d'État de l'Arizona développe un récepteur de réseau SIS à 650 GHz et 256 pixels basé sur la technologie de réseau de mélangeurs KAPPa SIS et l'ASIAA développe des récepteurs à pixel unique et à réseau de 1,4 THz HEB. L'Université de Cambridge et SAO collaborent au développement du CAMbridge Emission Line Surveyor (CAMELS), un instrument de spectromètre "on-hip" en bande W avec une résolution spectrale de R

3000. CAMELS consistera en deux paires d'antennes cornet, alimentant des bancs de filtres supraconducteurs en nitrure de niobium lus par des détecteurs d'inductance cinétique à base de tantale.


Drone dirigeable alimenté par MW

Le test de faisabilité d'un drone dirigeable vert est examiné dans cet article et se concentre sur la transmission de puissance et la capacité à faire fonctionner le drone dirigeable par micro-ondes. Un prototype de drone dirigeable a été conçu et fabriqué par TCOM. 23 Le tableau 1 montre les spécifications du dirigeable. Le drone dirigeable est fait de polyuréthane, et la taille est de 2,2 m de long et son diamètre est de 1,1 m. Lorsque son volume de 1,5 m 3 est rempli d'hélium gazeux, son poids est de 1 kg et la force nette de levage est de 426 g. Le drone dirigeable a deux hélices motorisées pour un fonctionnement avant/arrière et une hélice pour le mouvement latéral du drone dirigeable. Le système de radiocommande FM fonctionne à 72 MHz et la puissance requise pour tous les systèmes électriques du drone dirigeable est de 7 V et 8 W. Les moteurs électriques sont alimentés à l'aide d'un système MPT qui allégera tous les systèmes de production d'énergie embarqués. Ce concept de récupération d'énergie sans fil est envisagé comme l'une des meilleures options pour alléger la complexité associée aux circuits de commande câblés dans les systèmes de propulsion. Ceci est accompli grâce à une antenne de redressement ou « rectenna », qui consiste en une antenne dipôle avec une diode connectée entre ses éléments. La diode rectifie le courant alternatif (CA) induit dans l'antenne dipôle à partir des ondes électromagnétiques (EM) pour créer une alimentation CC.


2. Instrumentation

2.1. Technique de mesure

[8] WVMS4 détecte les 616-523 H2O ligne de transition à 22,235 GHz. Le principe de fonctionnement des récepteurs à ondes millimétriques est bien documenté par Parrish et al. [1988] , entre autres. L'instrument utilise un miroir plat positionné à 45° par rapport à l'axe de rotation, qui est défini par le centre du faisceau de l'antenne, pour diriger le signal entrant dans la direction souhaitée.

[9] Le cycle de mesure commence par une « mesure de basculement », au cours de laquelle le ciel est balayé à 29 angles discrets. Les 11 angles de 45° à 75° au-dessus de l'horizon sont utilisés dans le calcul de la profondeur optique troposphérique au voisinage de 22 GHz. Les 18 angles supplémentaires sont utilisés pour diagnostiquer les problèmes de pointage, les problèmes d'antenne, les problèmes de barre absorbante et d'autres paramètres utiles pour déterminer les points de défaillance à distance.

[10] Après la mesure du basculement, l'instrument entre dans une routine d'équilibrage du bruit. Le miroir alterne entre deux positions de sorte que le faisceau soit d'abord pointé à un angle de référence prédéterminé proche du zénith contenant à la fois le ciel et une barre absorbante de référence à température ambiante. La barre absorbante de référence pour la température ambiante, développée en 2002, se compose d'un morceau de 12 × 65 cm d'AN74 monté sur une planche de 9 × 61 cm de bois de peuplier de 1,2 cm d'épaisseur. Il est positionné à 1 m de l'antenne à 45° du rayonnement incident dans deux axes pour réduire les réflexions, comme le montre la figure 1. L'instrument détermine alors un angle de basse altitude (signal) auquel la puissance totale de la mesure est similaire à la puissance totale de la mesure à l'angle de référence. L'angle d'élévation de la position de référence est choisi pour donner un angle de signal d'au moins ∼20° au-dessus de l'horizon lorsque l'opacité troposphérique est faible, garantissant que le faisceau de l'antenne ne coupe pas le sol dans la position du signal. Nous notons que, s'il est possible d'équilibrer le système en fixant l'angle du signal et en faisant varier l'angle de référence à la place, cela s'est avéré insatisfaisant car les variations de la position de l'absorbeur de référence dans le faisceau de l'antenne peuvent entraîner des modifications de l'instrument ligne de base.

[11] Le balayage de mesure commence alors en utilisant cette combinaison d'angles de signal et de référence. Dix paires signal-référence sont collectées (un sous-balayage) avant que la routine d'équilibrage ne soit à nouveau exécutée. Cinq sous-balayages constituent un balayage complet, après quoi les données sont enregistrées. Le temps d'intégration total d'une analyse complète est d'environ 18 min. Le cycle de mesure consiste en quatre balayages complets, chacun pris à des combinaisons légèrement différentes de deux positions d'antenne et de deux positions d'angle de référence. Entre les balayages complets, l'antenne est déplacée le long de son axe de 1/4 de longueur d'onde, c'est-à-dire 3,378 mm à 22,2 GHz, afin à la fois de surveiller et de permettre l'annulation de toute onde stationnaire qui peut se produire entre l'antenne et toute structure externe dans le faisceau (surtout l'absorbeur de référence) comme le montre la figure 2. De plus, l'angle de référence est généralement alterné entre deux angles après chaque paire de 1/4λ mouvements d'antenne. Cela nous permet de contrôler la sensibilité de la mesure à la position de la barre absorbante de référence dans le faisceau.

2.2. L'extrémité avant

[12] Le support de l'instrument est constitué de tubes carrés en aluminium de 6 mm et est suffisamment robuste pour résister aux tremblements de terre légers et aux vents très violents qui sont courants à Table Mountain. Étant donné que l'objectif principal de ces mesures est de détecter les tendances de la vapeur d'eau, il est extrêmement important que les positions et le pointage de l'antenne et du miroir restent stables sur une période de plusieurs années. Si le pointage réel est ∼1° plus proche de l'horizon que ce qui est supposé dans la récupération, alors les rapports de mélange récupérés à toutes les altitudes seront ∼7% trop grands à un angle de mesure typique en raison de l'erreur résultante dans la masse d'air supposée. Par conséquent, l'instrument a été conçu pour être autonome, boulonné uniquement au sol et en aucun cas connecté au mur. Toute variation de cette stabilité peut être facilement détectée avec un inclinomètre de précision placé n'importe où sur le support. Le support mesure 1,2 m de haut et met en porte-à-faux le centre du miroir à 80 cm du bâtiment pour maintenir le bord du toit hors du faisceau de l'antenne.

[13] Le miroir est une ellipse de 56 × 38 cm constituée d'un panneau d'aluminium à noyau en nid d'abeille léger et monté à un angle de 45° par rapport à l'axe de rotation. Le miroir est tourné par un moteur pas à pas étanche en acier inoxydable Empire Magnetics U42, qui est nécessaire pour maintenir le miroir immobile à 0,1° près par vent de 110 km/h. Ce moteur a été conçu pour survivre dans les conditions météorologiques les plus difficiles, y compris être enseveli dans la neige et la glace à Table Mountain. Il est actionné par un pilote de moteur Parker Gemini 8-A qui est réglé sur 20 000 coups par tour, ce qui donne une résolution angulaire de 0,018°. Un contrôleur à deux axes Parker 6K2 interface le moteur avec l'ordinateur et fournit un retour d'information de l'encodeur et du capteur d'origine. Le miroir est amené à la position d'origine marquée par le capteur d'origine interne du moteur tous les quatre balayages pour assurer un mouvement précis. L'antenne et le miroir rotatif sont alignés à l'aide d'un laser à hélium-néon monté à l'arrière du cornet avec un montage personnalisé, et l'alignement est vérifié à travers 360 ° de rotation. Pendant certaines saisons, il est possible d'utiliser le soleil comme cible pour vérifier l'alignement du système, mais l'utilité de ces mesures est limitée car elles ne peuvent être utilisées que pour déduire des erreurs le long de l'axe de rotation du miroir.

[14] L'antenne est un cornet d'alimentation ondulé avec une ouverture de 15 cm et une longueur de 43 cm produisant un gain de ∼25 dB et une largeur de faisceau FWHM, ou 3 dB, de ∼8°. Il a été fabriqué à la main au début des années 1990 et, en raison de sa longueur et de sa nature conique, se compose de cinq segments. Ces segments posent un problème pour les mesures à long terme, car un bon contact électrique entre eux est essentiel pour maintenir la forme du faisceau [ DeWachter et al., 2009 ]. L'eau peut s'infiltrer dans les joints entre les segments et laisser des dépôts de saleté et de minéraux. Ces dépôts peuvent s'accumuler au fil du temps et séparer les segments, provoquant des artefacts dans les données. On prend soin de couvrir chaque segment avec du ruban de silicone, et ils sont périodiquement démontés et nettoyés. Le ruban chauffant est utilisé pour chauffer l'ensemble de la corne au-dessus de la température ambiante. Le klaxon est également isolé avec de la fibre de verre et recouvert de papier d'aluminium épais.

[15] Dans les générations précédentes d'instruments WVMS, l'intérieur de la corne était protégé en utilisant une fenêtre résonnante constituée de deux feuilles de plastique micro-ondes de chlorure de polyvinylidène de Dow Chemical placées à un angle par rapport à la face de la corne et séparées par 1/4λ. L'intérieur de la corne a ensuite été placé sous pression positive avec de l'air chaud et sec passant entre les feuilles de plastique. Cependant, ce plastique est flexible et se déplace légèrement avec la pression atmosphérique, provoquant le déplacement des ondes de base. Alors que les récupérations dans la haute stratosphère et la mésosphère étaient possibles avec une telle corne d'alimentation couverte, les récupérations dans la moyenne et la basse stratosphère, qui utilisent des bandes passantes allant jusqu'à 400 MHz, se sont avérées être considérablement affectées par la fenêtre de résonance. À l'heure actuelle, l'instrument à Table Mountain et les instruments à Mauna Loa sont exploités sans couvercle, mais à cause des insectes, il peut ne pas être possible d'utiliser un instrument sans couvercle à Lauder.

[16] L'antenne, la chaîne RF, l'atténuateur programmable et le spectromètre sont tous montés sur un chariot monté sur des micro glissières à roulement à rouleaux croisés. Ce chariot est couplé au châssis via une table de mouvement Parker 404 avec capteurs de proximité d'accueil et de limites. La table est entraînée par un moteur pas à pas Parker série OS U23 donnant au chariot un contrôle de mouvement supérieur à 25 μm. Le chariot est déplacé de 3,378 mm (1/4λ) entre chaque analyse complète. Ce moteur est entraîné par un pilote Parker Gemini 5-A et contrôlé par le même contrôleur Parker 6K2 que le moteur du rétroviseur extérieur.

[17] L'instrument est contrôlé à l'aide d'un logiciel personnalisé et d'un PC industriel sur mesure. De plus, il y a un boîtier auxiliaire contenant les trois périphériques USB suivants. Les diodes de bruit sont actionnées via un relais par un commutateur de calcul de mesure (MC) et un périphérique USB de détection. Les températures intérieures, extérieures, de bar et de charge chaude sont mesurées avec des thermistances en verre YSI 46040. Ceux-ci sont connectés à un dispositif de température MC USB qui convertit la résistance en température. Le troisième périphérique USB, un MC 1608, enregistre les tensions produites par le transformateur différentiel variable linéaire (LVDT) du capteur macro qui mesure avec précision la position de la table de traduction. L'instrument WVMS4 est accessible, allumé/éteint et commandé à distance. Une caméra externe accessible sur Internet équipée d'une détection de mouvement surveille les angles de vision et la position des miroirs.

[18] Le signal analogique reçu par le klaxon traverse une interface RF/IF avec deux down-conversions avant d'être numérisé par le spectromètre, comme le montre la figure 3. L'instrument est calibré après chaque sous-balayage (cinq fois par balayage) à l'aide d'un Noise Com 5142 diode de bruit comme référence.Cette diode de bruit injecte un bruit de 15 dB (ENR) à 22,235 GHz. La variation de sortie de bruit avec la température est inférieure à 0,01 dB/°C et la variation de sortie de bruit avec la tension est inférieure à 0,1 dB/1% ΔV. La diode de bruit est couplée au signal à l'aide d'un coupleur large paroi Flann Microwave 20 dB. Il y a une deuxième diode de bruit pour la redondance, et les deux diodes sont comparées tous les quatre balayages. Le signal transite par les coupleurs dans un amplificateur à température ambiante Miteq AMFWW-SF-21982248-16-10P avec un facteur de bruit de 1,3 dB à 22,235 GHz, une bande passante de 500 MHz et un gain de 35 dB, comme le montre la figure 3. Ceci est suivi d'un filtre passe-bande de 500 MHz qui supprime la bande latérale inférieure. Le signal RF passe ensuite au premier mélangeur et préampli FI, Spacek Labs P22-1.25 avec un gain supplémentaire de 25 dB. La première fréquence LO est de 21,26 GHz qui est fournie par un Miteq PLDRO avec une stabilité de ±0,01 ppm. Cela mélange la fréquence centrale de la ligne jusqu'à 975 MHz. Le câblage entre l'amplificateur, l'oscillateur et le premier mélangeur FI est essentiel pour des mesures stables.

[19] Le signal de 975 MHz passe ensuite à travers un autre filtre passe-bande de 500 MHz, à travers un amplificateur Mini-Circuits ZFL-2000 20dB, et dans un mélangeur Mini-Circuits ZFM-2. La deuxième fréquence LO est de 723 MHz, fournie par un Nova Engineering NovaSource G6 qui utilise également une référence de 10 MHz stable à ± 1,0 ppm.

[20] Bien que le spectromètre arrière mesure de 0 à 500 MHz, il existe un artefact, discuté plus en détail dans la section 2.3, qui se produit précisément au milieu de cette plage (à 250 MHz). Ainsi la seconde FI est centrée à 252 MHz afin d'éviter de placer cet artefact précisément à la fréquence centrale de l'émission moléculaire. Le signal passe ensuite à travers un filtre passe-bas anticrénelage et dans l'étage de gain final fourni par un amplificateur Mini-Circuits ZFL-2000 avec 20 dB de gain. L'extrémité avant RF est contenue dans un boîtier en aluminium avec des connexions d'alimentation, fournissant un blindage EM. Les composants chauffent l'intérieur de la boîte au-dessus de la température ambiante, mais la température de la boîte n'est pas contrôlée. Le connecteur SMA en sortie de la box transmet le signal de bande passante 500 MHz de l'antenne centrée à 252 MHz avec une puissance totale de ∼6 dBm.

2.3. Arrière-plan

[21] L'Acqiris AC240, maintenant vendu par Agilent sous le nom de U1080A-001, est un numériseur PCI compact 6U haute vitesse 8 bits avec traitement de signal intégré utilisant le FPGA Xilinx Vertex II PRO. Cet appareil est installé dans un châssis compact PCI à deux emplacements Adlink 6130R 1U. Un pont Adlink PCI vers PCIX occupe le deuxième emplacement qui permet la communication avec le PC. Pour être utilisé comme un spectromètre à 16 384 canaux, l'AC240 nécessite un micrologiciel d'analyseur de transformée de Fourier rapide à 32 Kpoints également vendu par Agilent. Pour cette application, nous utilisons toute la plage dynamique du spectromètre à un taux d'échantillonnage de 1 Gs/s. Dans cette configuration, le spectromètre a une bande passante de 500 MHz et une résolution de 30,52 KHz. 20 000 échantillons sont accumulés par l'unité pour chaque position de miroir. Avec la communication, le temps de transfert et le rafraîchissement de l'écran, cela prend moins de trois secondes. A 2285 m d'altitude du site de Table Mountain, la température du FPGA est maintenue à environ 40°C. Pour tenir compte des variations de température ambiante, le micrologiciel fournit un étalonnage interne de l'unité, qui est effectué à chaque mesure.

[22] Le spectromètre est très sensible à la puissance d'entrée. Le fabricant suggère de prendre soin de sélectionner une plage de tension d'entrée qui permettra d'enregistrer le signal en utilisant autant que possible la plage dynamique du numériseur. Une puissance d'entrée totale nominale de 1 dBm est préférable. Pour répondre à cette exigence, le signal RF passe par un atténuateur programmable Aeroflex-Weinschel entre le boîtier IF et l'AC240. L'atténuation est réglée pour fournir une puissance totale de 1 dBm à l'AC240 à partir des composants analogiques frontaux lorsque l'instrument est installé. L'atténuation est augmentée de 2 dB pendant les mesures de basculement, les comparaisons de diodes de bruit et les étalonnages manuels. Selon le pointage, les conditions du ciel et les sources d'étalonnage, la puissance d'entrée totale du spectromètre varie légèrement.

[23] La sortie de l'AC240 contient plusieurs artefacts périodiques. Certains de ces artefacts deviennent plus ou moins importants en fonction de la puissance d'entrée. L'unité fonctionne sur une horloge de 62,5 MHz qui est doublée à 125 MHz qui produit des pointes harmoniques. Le 16e sous-harmonique 7,8125 MHz est prédominant, et la plupart des pics les plus importants sont des multiples de cette valeur avec les pics les plus importants à 125 MHz et 250 MHz. Une fois l'entrée de l'unité terminée, la mesure du zéro produit un spectre en plusieurs morceaux avec six segments principaux. Chacun de ces segments a un niveau zéro légèrement différent, comme le montre la figure 4. La plupart de ces modèles peuvent être pris en compte en enregistrant le bruit de fond et en le soustrayant du spectre mesuré. Un niveau zéro est enregistré lors des observations en augmentant l'atténuation sur l'atténuateur variable à 64 dB. Cependant, il existe un pas de 885 kHz de large centré à 250 MHz. La taille de cette étape change avec la puissance d'entrée, comme le montre la figure 5. Une autre caractéristique importante au niveau d'entrée zéro est un modèle de 122,0703125 kHz qui est le 1024e sous-harmonique de 125 MHz. Ce modèle persiste tout au long des mesures de données brutes. Étant donné que ces modèles sont presque identiques dans les positions de signal et de référence, ils ne devraient pas affecter les spectres utilisés dans les récupérations. Néanmoins, nous avons centré le spectromètre à 252 MHz afin qu'aucune de ces caractéristiques ne se trouve près du centre de l'émission, car les mesures de ces canaux très près du centre de la ligne fournissent la plupart des informations pour les récupérations stratosphériques et mésosphériques supérieures.